第２７卷第２期 湖 北 工 业 大 学 学报 ２０１２年Ｏ４月 Ｖｏ１．２７ Ｎｏ．２ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｈｕｂｅｉ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ ｏｆ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ Ａｐｒ．２０１２ ［文章编号］１００３—４６８４（２０１２）０２—００４０—０５ 低压大电流移相全桥开关电源的研究 丁稳房，郜佳辉，杨 刚，章子涵 （湖北工业大学电气与电子工程学院，湖北武汉４３００６８） ［摘 要］给出硬件电路系统框图，然后结合采用移相全桥ＺＶＳ ＰＷＭ ＤＣ／ＤＣ变换器的电路拓扑结构，推导并计算 了几个关键的主电路参数，接着给出了产生ＰＷＭ波相关的硬件电路图，最后在１Ｏ ｋｗ的直流电源样机的环境下 进行了实验并得ｆｆ；实验波形． ［关键词］移相全桥；ＤＣ／ＤＣ变换器；ＰＷＭ ［中图分类号］ＴＭ４６ ［文献标识码］：Ａ 由于电力电子技术的快速发展，低压大电流直 流电源开始越来越多地应用到实际当中去，又由于 三相电经过ｌ２脉波自耦变压器整流出来的电 移相全桥技术可以降低功率开关管的开关损耗，提 流只含有 次谐波量， 一１２ｋ±１（走一１，２，…），减小 高变换器的效率以及容易实现软开关等优点，因此 了输入电流的总谐波含量（ＴＨＤ），提高了系统的兼 移相全桥电路在大功率直流电源中成为首选拓扑结 容性，并且大大减小了ｌ２脉波自耦变压器的体积容 构．移相全桥软开关电路分为零电压开关（ＺＶＳ），零 量．高频变压器采用的是损耗值比较低的铁氧体材 电流开关（ＺＣＳ），零电压零电流开关（ＺＶＺＣＳ）三种 料，为了减少开关损耗．输出的电压和电流经过采样 类型ｌ＿】 ］．相比较而言，移相全桥ＺＶＳ电路因为其工 后到ＤＳＰ２８３３５控制板，经过ＡＤ转换，再通过ＳＰＩ 作简单可靠，不需要加辅助电路等优点，比较适用于 进行板间通讯，把数据送到面板显示． 大功率低压大电流的工作场合中．本实验装置采用 的是移相全桥ＺＶＳ ＰＷＭ直流变直流技术，其输出 ２关键参数的设计 电压２８．５ Ｖ，额定输出电流３５０ Ａ，本文给出了整个 硬件系统框图，主电路参数设计，ＰＷＭ波相关的硬 移相全桥ＺＶＳ变换电路见图２，下面对其中的 件设计，最后给出了实验波形． 几个重要参数进行设计计算． １ 系统框图 系统框图见图１ 一 ＝ 相 脉 工 高 ｌ直 交 冲 频 频 流 波 滤 逆 电 整 波 变 流 照 相 变 压 器 蓁 ｇＷＭ￣Ｉ 赫 ＤＳＰ 图２移相全桥ＺＶＳ变换电路 ｌ ２．１ 高频变压器的设计 三相变压器卜＿＿—一Ｉ控制检测电源板 高频变压器设计要求如下：额定输出功率为１ｏ ｋＷ，允许短时间过载ｉ００ （一般为２ ｍｉｎ左右）， 图１硬件系统框图 输入三相交流电的电压波动范围为３８０ Ｖ×（１± ［收稿日期］２０１１一¨一ｌ４ ［作者简介］丁稳房（１ ９６６一），男，黄冈麻城人，湖北＿［业大学副教授，研究方向为电力系统自动化和电力电子技术 第２７卷第２期 丁稳房等 低压大电流移相全桥开关电源的研究 ４１ １０ ），也就是在３４２～４１８ Ｖ之间，开关频率为２Ｏ ｋＨｚ，额定输出直流电压为２８．５ Ｖ，根据这些要求 高频变压器铁芯选取了Ｅ２８尺寸的Ｒ２ＳＫＢ铁氧体 铁芯，根据下面的公式求高频变压器的原边匝数 Ｎ１一 Ｖ ｍ・ ） 其中：Ｖ 为高频变压器的直流输入电压，在这里取 最大直流输入电压；Ｋ为波形系数，波形系数是指有 效值与平均值之比，如果是方波一般为４；ｆ 为开关 工作频率（２０ ｋＨｚ）；Ｂ 为变压器的工作磁通密度， 一般取它的最大工作磁通密度０．２８ Ｔ；Ａ 为铁芯有 效截面积，ｍ。，Ａ ：Ａ ×Ｋ ，Ｋ ＝＝＝０．９７；将参数代 人式（１）中可得 Ｎ１一 ４×２０×１。×．０ ０等 ×７２８ ８． ×１ ０ × ０ ．７ ９ ． …一８． 由于原边是６个变压器串联，在这里就取每个 变压器的匝数为６匝．为了提高高频变压器的利用 率，减小原边电流以减小开关管的电流应力，降低输 出整流块恢复二极管（ＦＲＤ）的电压应力，从而减小 功率损耗，高频变压器的原边与副边的匝数比应尽 量大些，但是为了在任何时刻都能得到所要求的输 出电压，需要利用高频变压器的副边输出的各种损 耗和变压器副边的最大占空比Ｄ…来计算高频变 压器副边的最大输出电压值 一 …．（２） 其中： 为输出电压值；Ｖ。为整流输出块恢复二极 管上的通态损耗； 为输出滤波电感上的电压损 耗；Ｖ 输出电流在输出电缆上的压降损耗．并根据 最小输入电压Ｖ 来决定变压器的副边匝数． 直流电源输出为２８．５ Ｖ，假设整流输出二极管 的通态压降为２ Ｖ，输出滤波电感上的电压损耗为 １ Ｖ，输出电流在输出电缆上的压降损耗为２ Ｖ，变 换器的最大占空比为０．８５，把这些参数代到式（２） 中可得 ｖ ｒ ａｍ Ｘ 一 ｎ ｎ ｒ Ｖ一３４ Ｖ‘． 变压器的原边与副边的匝数比关系如下： １ ２ Ｎ１ Ｎ２‘ 由此可得变压器的副边匝数 Ｎ。一 ： 一 ： 一 一‘ ｌ Ｖ （ — ＿６一一２．５３． ３８０×√２×９０ 又由于移相全桥电路的滞后臂工作时占空比丢 失比较大，所以取副边匝数为４匝，按以上参数设计 的６个变压器实测原边总漏感为１２ Ｈ． ２．２超前桥臂谐振电容的设计 为了实现ＤＣ／ＤＣ变换器的超前桥臂和滞后桥 臂的ＺＶＳ软开关，需要根据ＤＣ／ＤＣ变换器的开关 频率和死区时间来确定直流变换器的超前桥臂和滞 后桥臂的并联电容和变压器原边串联谐振电感． 在移相全桥的超前桥臂工作过程中，输出滤波 电感Ｌｆ和谐振电感Ｉ．ｒ串联，用来抽取超前桥臂上 的并联电容的能量以实现ＺＶＳ软开关，由于原边等 效电感Ｌ：＝：Ｌ ＋Ｋ ×Ｌ，》Ｌ ，所以在超前桥臂工 作过程中原边等效电感值很大，它的电流可以近似 不变，类似一个电流源，为了实现超前臂的ｚｖＳ，必 须要让Ｑ 驱动信号和Ｑ。驱动信号的死区时间大于 超前桥臂上的并联电容的充放电时间，并联电容电 压减少量为 １ ｒ ｒ… １ 丁 △Ｖ—Ｖ 一 Ｉ３√０ 寺ｉｐｄｔ：：： ３ ｔｏ１ ｔ。 是指超前桥臂的并联电容放电由电源电压降到 ０ Ｖ时所需的时间．要实现超前臂的零电压开通，必 须要让Ｑ 驱动信号和Ｑ。驱动信号的死区时间 大于并联电容的放电时间ｔ。 ，所以要满足 Ｔ ＞ｔｏｌ一 ２Ｃ３Ａ Ｖ一一 （３） 』１ 』１ 才能保证零电压开通．由公式可得，如果原边电流变 得很小的话，Ｃ。的电压放电到零的时间将变得很 长，当ｔ。 ＞Ｔｄ时，将会失去零电压条件，所以选择 Ｃ 和 。的电容值要根据死区时间和要求实现零电 压开关的负载范围来确定． 由于使用的开关器件是ＩＧＢＴ，所以死区时间 不能设置太小，在这里设置超前臂死区时间为 ２．５ ｍ，ＤＣ／ＤＣ变换器在大于１０ 的额定电流能 实现零电压开关。即原边电流Ｊ 大于４ Ａ能实现零 电压开关，在轻载状态下输入的直流电压为５３０ Ｖ， 将这些数据带人式（３）得 Ｔｄ・Ｊ１ ２．５×１０一。×４Ｐ ＼ ■一— 一 一 ９．４３×１０～Ｆ． 因为Ｃ 一Ｃ。，在这里取Ｃ 一Ｃ。一４．７ ｎＦ，采用的电 容是４．７ ｎＦ／６００ Ｖ的ＣＢＢ聚苯电容． ２．３滞后桥臂谐振电容和谐振电感的设计 在滞后桥臂工作的过程中，由于变压器副边上 的两个二极管ＤＲ１和ＤＲ２同时导通，致使变压器 原边绕组短接电压为０，所以使得原边等效电感就 只是Ｌ，《Ｌ—Ｌ ＋Ｋ。×Ｌ，，这就使得滞后桥臂的 等效电感远小于超前桥臂的等效电感，因此原边电 流就不能看成电流源，而且电流变化大．所以滞后桥 ４２ 湖 北 工 业 大 学 学 报 ２０１２年第２期 臂比超前桥臂难实现零电压开通，要想实现滞后桥 臂的零电压开关，要满足以下两个条件． １）串联的谐振电感储存的能量要大于滞后桥臂 的电容的储存能量，即 １ Ｌ电压是５ Ｖ时，只有当输入电压最低为３．５ Ｖ才默 认为高电平，所以需要把３．３ Ｖ转换成５ Ｖ，这里用 的电平转换芯片是ｓＮ７４ＡＬＶｃ１６４２４５，它是１６位 ２．５ Ｖ转为３．３ Ｖ或者由３．３ Ｖ转为５ Ｖ电平的带 三态门输出的移位收发器，在这里用的是３．３ Ｖ转 ，ＩＩ＞２×吉ｃ ＋ １ ｃ豫Ｖ ． 其中Ｃ豫为变压器的寄生电容，它的值很小，所以上 式可以简化为 ÷Ｌ，ｒｉ＞２×÷ Ｖ ． Ｃ 为滞后桥臂的并联电容的平均值，且 一 ＜ ． （４） ２）滞后桥臂的死区时间应小于等于谐振周期的 四分之一，公式如下： ≤詈￣／１ 一詈 把上式变形一下可得 Ｃ“ ≥ ． （５） 根据这两个约束条件和滞后桥臂大于１Ｏ Ａ时 能实现零电压开关，就能确定出谐振电感Ｌ，和并联 电容Ｃ 的参数值． 由上述约束条件可得 ≤ｃ ． 把以知的参数代入公式（４）中 Ｃ ＜ 一 ２．５×１０一 ×１０ — Ｆ＝＝＝２３．６×１０～Ｆ． 由于Ｃ ：＝＝Ｃ ，在这里取Ｃ 一２２ Ｆ．由于滞后桥 臂的并联谐振电容为２２ Ｆ，从而可以根据式（５）来 确定 Ｌ，≥ 一 ｅ 由于高频变压器的原边总漏感为１２ Ｈ，所以 谐振电感值为４５．６ Ｈ．在实际的调试过程中，最好 把谐振电感设计成可调的，以便让其电感值根据实 际的电路来确定． ３ ＰＷＭ硬件电路设计 下面主要给出ＰＷＭ的硬件控制电路和过压过 流保护电路，ＰＷＭ的硬件功能框图和硬件电路如 图３．ＤＳＰ２８３３５输入输出口都是３．３ Ｖ，而在设计 故障封锁电路时用到的是集成与ｆ－ｉ ＣＤ４Ｏ８１， ＣＤ４Ｏ８１的工作电压分别在５ Ｖ、１０ Ｖ、１５ Ｖ，当工作 为５ Ｖ电平．硬件电路见图４． ∽ ０ 电 故 滤 比 Ｈ ｏ ０ 星 亚 产 转 障 波 较 田 换 封 锁 平 电 驱 器 生 转 动 件 ＿口 奄 换 板 宝 波 图３ ＰＷＭ硬件功能框图 图４ ＰＷＭ波电平转换电路 电路中２ＯＥ接地，而２ＤＩＲ接３．３ Ｖ，数字２表 示第二路，由图４可知只用到第二路，当２ＯＥ为低 电平，２ＤＩＲ为高电平时，Ａ端口处于高阻态，Ｂ端口 是使能的，所以信号是从Ａ端口到Ｂ端口，也就是 说ＰＷＭ波处于输出状态．故障封锁信号如图５所 示． 故 图５故障封锁电路 在正常情况下，故障信号ＢＬＯＣＫＡＩ Ｉ 是高电 平１，当有故障发生时故障信号ＢＬＯＣＫＡＬＬ就为 低电平０，在更４路ＰＷＭ相与使得４路输出为０， 就把ＰＷＭ波封锁了．由于故障信号ＢＬＯＣＫＡＬＬ 牵扯的电路篇幅太大，所以这里给出硬件功能框图 以说明硬件设计思想（图６）． 在这里需要解释的是：如果有故障信号过来，经 过ＲＳ触发器后为高电平５ Ｖ，高电平５ Ｖ是接到三 极管的基极来控制三极管的开通，故障显示的电路 第２７卷第２期 丁稳房等 低压大电流移相全桥开关电源的研究 ４３ 用的是三极管的共发射极，接法相当于一个开关．所 以当信号来时，三极管导通相应的故障灯就亮了． ＲＳ触发器出来的故障信号经过集成或门ＣＤ４Ｏ７５， 是尽量把这么多故障信号转换成一个总的故障信 号，再经过一个非门ＣＤ４０１１把故障电平信号反一 下变为低电平０，当有故障发生时，也就得到故障信 号ＢＬＯＣＫＡＬＬ为低电平０；没有故障发生时，故障 信号ＢＬＯＣＫＡＩ Ｌ为高电平１．比较电平转换的电 路如图７所示． 输出电压过压欠压和输出电流过 流和ＩＧＢＴ过流和三相缺相信号 ＲＳ触发器 故障显示ｌ Ｉ故障信号ＢＬＯＣＫＡＬＬ 图６故障信号硬件框图 ＰＷＭ波信号ＱＤｏＮＥ 参考信号ＱＤＶＦ 图７一路ＰＷＭ比较电平转换电路 在调试过程中，ＰＷＭ波参考电压ＱＤＶＦ信号 为１ Ｖ，ＰＷＭ波信号ＱＤ０ＮＥ在正常工作时电压 有效值为２．１ ｖ，经过比较器ＬＭ３１１出来的电压信 号最大为１５ Ｖ，因为比较器ＬＭ３１１的偏置电压给 的是１５ Ｖ，这样就把．ＰＷＭ波最大为５ Ｖ的信号变 成１５ Ｖ的信号，这里只给出一路ＰＷＭ波信号，其 余三路与此相同．这里出来的ＰＷＭ波到了ＩＧＢＴ 驱动板，再由ＩＧＢＴ驱动板驱动ＩＧＢＴ使其工作． ４实验波形 在调试过程中发现高频变压器的原边电压上的 尖峰很高，图８是当阻性负载为３５０ Ａ时的波形，电 压尖峰将近４００ Ｖ，这是谐振电感感应的电压尖峰． 为了减小电压尖峰，在谐振电感的两端并上一个耐 压值为１ ２００ Ｖ的快恢复二极管，电压波形从图９ 可以看到，在阻性负载为３５０ Ａ时的变压器的原边 电压尖峰只有ｉ００ Ｖ，电压尖峰消减了３００ Ｖ，说明 此处加上快恢复二极管能起到很好的作用． 图１Ｏ给出的是ＩＧＢＴ的超前桥臂驱动波形，正 电压为１５ Ｖ，负电压为一１０ Ｖ，负电压是为了让ＩＧ— ＢＴ有效地关断，从图１Ｏ可以看出，超前臂Ｑ 和Ｑ。 的驱动信号相反，不存在直通情况． Ｂ 州酶 籀，黔 图８ 电流负载为３５０ Ａ时变压器的原边电压波形 白ｎ １Ｏ ｌ＇盘， ｛ｌ 辩莲 图９加了快恢复二极管后的变压器原边电压波形 辐合 厕隰 带宽限伟 一 粤 伏／格 卿觋 １ 一 。 探 １ ｝ｔａ辩 反相 ＾ 锄 图１Ｏ带载３５０ Ａ时超前两个桥臂的门极驱动 信号（Ｑ ，Ｑ。） 图ｌ１是超前桥臂Ｑ 的ＧＥ，ＣＥ电压波形，１是 驱动信号，２是ＩＧＢＴ的ＣＥ的电压波形，由此图看 出，当驱动信号关断时，ＩＧＢＴ的ＣＥ电压由０开始 慢慢上升实现了零电压关断，当驱动信号打开时， ＩＧＢＴ的ＣＥ端的电压几乎为０，实现了零电压开 通，带轻载时都能实现零电压开通，根据式（３）可知， 重载时更容易实现零电压开通． ４４ 湖 北 工 业 大 学 学 报 ２０１２年第２期 信｝ｊ墓 衄 ＆ 《置 步掭 朝 ■ ４￣ｖ－１０ １４＇１３ 糟糟９０ ２ ２１—Ｄｅｅ一１Ｏ ２０：３７ 《｛潮 图１１带载３５Ａ时Ｑ１的ＧＥ，ＣＥ的电压波形 图ｌ３从３５０ Ａ降到３５ Ａ时的电压突减波形 最后是突加突减实验波形，突加实验是从电流 ５ 结论 ３５ Ａ增加到３５０ Ａ（图１２），突减实验是从电流３５０ Ａ降到３５ Ａ的情况（图１３）． 实验证明移相全桥ＺＶＳ拓扑结构能够实现零 电压开通，减少开关损耗，而且动态性能比较好，适 ＿■＿－ｕ…～一一一 …—— ｌ■口型 用于大功率的直流电源的软开关电路 ． 信源 …哪 斜Ｉ窿 … 触发方 ［ 参 考 文 献 ］ 啁 耦合 ［１］ 孔雪娟，彭力，康勇．模块化移相谐振式ＤＣ—ＤＣ变 圆圈 流器和并联器［Ｊ］．电力电子技术，２００２，３６（５）：４０— ２１－Ｄｅｃ－１０ ２０：３１ １黼 ４３． 网ｌ２从３５ Ａ到３５０ Ａ时的电压突加波形 ［２］ 陈 坚．电力电子学［Ｍ］．北京：高等教育出版社， ２００９：２９ｌ一２９７． ［３］ 段善旭，余新颜，康 勇．便携式逆变弧焊电源［Ｊ］．电 焊机，２００４，３３（Ｉ２）：２８—３１． ［４］ 阮新波，严仰光．脉宽调制ＤＣ／ＤＣ全桥变换器的软开 关技术ＥＭ］．北京：科学出版社，Ｉ９９９． Ｏｎ Ｌｏｗ ’ｖｏｌｔａｇｅ Ｈｉｇｈ・－ｃｕｒｒｅｎｔ Ｐｈａｓｅ－－ｓｈｉｆｔｅｄ Ｆｕｌｌ－ｂｒｉｄｇｅ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ Ｐｏｗｅｒ Ｓｕｐｐｌｙ ＤＩＮＧ Ｗｅｎ—ｆａｎｇ，ＧＡＯ Ｊｉａ—ｈｕｉ，ＹＡＮＧ Ｇａｎｇ，ＺＨＡＮＧ Ｚｉ—ｈａｎ （Ｓｃｈｏｏｌ ｏｆ Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ ａｎｄ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｅｎｇｉｎ．，ＨｕＢｅｉ Ｕｎｉｖ．ｏｆ Ｔｅｃｈ．，Ｗｕｈａｎ ４３００６８，Ｃｈｉｎａ） Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ｔｈｅ ｐａｐｅｒ ｆｉｒｓｔｌｙ ｄｅｓｃｒｉｂｅｄ ｔｈｅ ｈａｒｄｗａｒｅ ｂｌｏｃｋ ｄｉａｇｒａｍ ｏｆ ｃｉｒｃｕｉｔｒｙ．Ｉｔ ｔｈｅｎ ｃａｌｃｕｌａｔｅｄ ｓｅｖｅｒａｌ ｋｅｙ ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ ｏｆ ｔｈｅ ｍａｉｎ ｃｉｒｃｕｉｔ ｃｏｍｂｉｎｅｄ ｗｉｔｈ ｔｈｅ ｕｓｅ ｏｆ ｐｈａｓｅ．．ｓｈｉｆｔｅｄ ｆｕｌ１．．ｂｒｉｄｇｅ ＺＶＳ ＰＷＭ ＤＣ／ＤＣ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｃｉｒｃｕｉｔ ｔｏｐｏｌｏｇｙ．Ｉｔ ａｌｓｏ ｐｒｅｓｅｎｔｅｄ ｔｈｅ ｒｅｌａｔｉｖｅ ｈａｒｄｗａｒｅ ｃｉｒｃｕｉｔ ｏｆ ｔｈｅ ＰＷＭ ｗａｖｅ ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ，Ｆｉ— ｎａｌｌｙ，ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔｓ ｗｅｒｅ ｃｏｎｄｕｃｔｅｄ ｉｎ ｔｈｅ ＩＯＫＷ ＤＣ ｐｏｗｅｒ ｓｕｐｐｌｙ ｐｒｏｔｏｔｙｐｅ ｅｎｖｉｒｏｎｍｅｎｔ ａｎｄ ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ ｗａｖｅ ｆｏｒｍＳ ｗｅｒｅ ｏｂｔａｉｎｅｄ． Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ｐｈａｓｅ—ｓｈｉｆｔｅｄ ｆｕｌｌ—ｂｒｉｄｇｅ；ＤＣ／ＤＣ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ；ＰＷＭ ［责任编校：张岩芳］