第1章 绪论
1.1 选题背景及研究的意义
能源是社会文明赖以生存和发展的重要物质基础之一，对于国民经济的发展也是至关重要的，随着世界的发展，现在能源危机端倪也逐渐显露出来，与此同时，天然气、石油与煤炭等能源的大量运用，也对环境造成了破坏与产生了能源可持续运用的
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。所以，新能源的研发和使用作为解决这一严峻问题的有效途径，是目前社会在将
来发展中主要探究的问题。各个国家研发人员在研发新型环保能源当中，光伏发电因其优质的性能而崭露头角，变成研发人员的主要研究对象，进而造成光伏发电体系获得了极大的推广与运用[5]。
另外一方面，因为电力科技的快速发展，大批的电力设施与非线性装置被投加到电力网中运用，在给人们生活带去极大便捷的时候，也造成相当严重的谐波污染，导致电能质量的明显降低，给电力网的管理与质量管理造成了巨大的压力[6]。谐波的出现会威胁电力装置的安全运作，缩短电器设备的使用寿命，并影响电力的传送和有效运用。谐波污染已变成电力网体系中主要的危害，怎样对谐波做出合理治理，实现谐波的有效抑制及补偿已经成为电网系统急需解决的问题[7]。目前电网系统使用最广泛的谐波抑制措施是在谐波源处接入无源滤波器或者有源滤波器，而有源滤波器由于具有优秀的谐波补偿和抑制能力以及良好的动态特性，因此在电网系统的使用效果更加优异[8]。
基于以上背景因素，鉴于光伏发电体系与有源滤波体系的类似性，当前海内外也逐渐有研发人员对二者的联合运用做出探究[9]。因此，本文拟对光伏发电和谐波抑制功能的结合运作进行研究，通过设计控制算法使光伏逆变系统在输出有功功率的同时，还同步检测网侧谐波并进行谐波补偿抑制，从而更有效的提高光伏体系的运用效率与节约谐波处理设备的投资成本。
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1.2 国内外研究现状
1.2.1 光伏发电技术的研究现状
目前世界各国的电能来源主要是通过火力与水力发电等固有方式来获得。伴随社会与技术的不断发展，对电力的需求量仅会日渐增加，尤其是在我国，伴随城市化进程的不断加快，电力的生产也与日俱增，而由于目前我国目前的发电装机量中煤电占据着70%以上的比例，由此引发的环境污染问题和能源短缺问题也日益突出[10]。所以利用太阳能、风能、潮汐能、以及地热能发电技术被各个国家的研究者陆续提出，其中太阳能发电技术因其含量丰富、能源清洁、获取方便、不受地域影响、干净环保等原因而备受研究人员的青睐和关注。
自二十世纪七十年代开始，各个国家陆续投入研发运用太阳能的热潮之中，太阳能运用已占用了能源发展策略的关键地位。相对于地球的寿命来说，太阳能资源基本上可以称作取之不尽、用之不竭的洁净能源，而且中国地缘辽阔，太阳能能源储量丰厚，所以，太阳能在二十一世纪必然会变成主要的发展能源，在全球资源构造中占有绝对的地位，并有希望在二十一世纪后期逐渐变成全球各国的主导能源。
在全球中，大多数发达国家，以德、美、日作为重要力量，均在大力研发和开展光伏项目[11]。早在1997年，美国在联合国国际环境发展会议上提出了“100万太阳能屋顶计划”[12]，表明了其征服对太阳能发电的支持，计划在直到2010年的十多年时间内，完成101.4万套太阳能光伏并网发电系统，此外，早几年也制定了“面向2030年的光伏工业线路图”，定下了在2030年前达到200GW的宏大计划。德国曾经指出“十万屋顶规划”以激励人们在房顶安置太阳能光伏设备，并要求民众发出的电由电力网企业购买，力求从居民房顶上获得3000MW的能源[13]；之后在2004年，通过并实施了《新（修改）可再生能源法》法案，即著名的上网电价法，把市场经济的规律引进到光伏发电的发展中去，使得德国的光伏发电事业得到了飞速的发展，据不完全统计，德国的光伏发电系统累计安装容量高达10GW，成为全球最大光伏市场之一[14-15]。日本最开始在1974年便制订 “阳光企划”，即运用可再生资源太阳能替代原油的长远计划，在光伏电池研发和降低光伏发电成本等方面取得了较大的成功[13]；几年前，日本国家还制订了 “低碳社会行动规划”，主动推动技术研发与减少光伏电力体系成本，
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另外还深入落实各类激励制度，推进当地民众购置应用家庭光伏发电的设备，经过多年的努力研发，当前日本的光伏发电体系累积总装机数量仅低于美国，变成欧盟之外的一大市场[13]。
与美国、德国、日本等发达国家相比，中国的光伏产业虽然起步较晚，但在国家的政策推动下发展迅速，光伏发电系统总装机容量也逐渐位居全球领先位置[16-17]。如中国《国家能源发展计划》中确认了2010年到2020年之间着重开展的领域有建设小型光伏发电站或鼓励用电用户采用户用光伏发电系统，以解决偏远乡村地区的供电问题；在发展水平较高的大中型发达城市鼓励建设屋顶太阳能并网设施等。后来，又陆续推行了一连串和可再生资源有关的制度，大力推进了中国光伏发电事业的进展和运用。
在各个国家政府鼓励制度的大力推进下，光伏逆变技术获得了快速的发展。光伏逆变体系重点用于把光伏板生成的直流电转化成交流电连入电力网或者直接供应给用户使用，其架构一般包括DC/AC逆变换线路及DC/DC直流升压变换线路、变压器、检测设备与中央调控器等外围辅助设备（如图1-1）。
逆变系统电网侧光伏阵列Boost电路DCDCDCAC变压器控制器检测单元 图1-1光伏逆变系统结构图
当前，流行的逆变器商品大部分运用下图1-2里的三相两电压光伏线路拓扑结构
图，除此之外，还有部分产品使用性能更加优异的三相三电平光伏电路拓扑结构图（如图1-3所示），这种拓扑具有开关器件应力小、改善输出波形、更低的开关频率和开关损耗等优点，因此三电平光伏逆变拓扑将逐渐替代两电平光伏逆变拓扑成为主流拓扑
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。
Q1Q3Q5L1光伏阵列iaL2CQ2Q4Q6 图1-2三相两电平光伏电路拓扑结构图
PQ1C1D1光伏阵列AQ5Q6BQ9Q10CQ2D3D5L1iaL2OD2C2Q3Q4D4Q7Q8D6Q11Q12N 图1-3三相三电平光伏电路拓扑结构图
按照调控形式的差异，逆变器可划分成电流源电流调控与电压调控、电压源电流
调控与电压调控四类。在光伏发电体系中，用作完成联网功能的逆变器通常运用电流源电压控制逆变器。光伏发电体系的控制目标是完成正弦电流联网，联网逆变器传出的电流波形直接干扰光伏发电体系的电力供应品质，因此，逆变器传出电流调控方法是光伏发电。当前的控制方式包含PI控制、滞环电流控制等。这类调控方式均有本身的优势和缺陷，比如PI控制拥有算法简便、开关频率固定、容易制定等特征，但是存有动态反应迟缓、追踪存有偏差的缺点；滞环控制可以做到时时操控，因此电流反应速率快，但是其开关频率不稳定等。伴随现代控制理论的不断进展，很多快捷的算法也被运用到逆变体系中，例如神经网络[18-20]、自适应控制[21-23]与模糊控制[24-27]等，这些方法目前主要还在研究阶段，离实际应用还有一段距离。
通过近些年光伏事业的飞速发展，在成本、稳定性等层面，传统光伏逆变器技术
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获得了大步提高，海内外许多电气企业，包含东芝、西门子、三星、GE等企业均已研发出成熟商品[28]。但是伴随光伏发电运用领域的进一步扩展和电力网的兴起，系统运用需求日渐多元，部分技术和其难点仍需要不断提高与处理，比如微电网瞬态响应、弱电力网支承、无隔离协同并网等。
1.2.2 谐波抑制方法的研究现状
伴随社会的快速发展，电力设备技术的飞速发展，大批的电子装置与非线性装置被投入到电网中使用，同时智能电网、电动汽车等相关设备的建设和推广，向电网系统注入了大量的谐波，危害着电网的供电质量，由于谐波而引发的故障和事故对用电用户造成了不可估量的损失。当前，全球很多国家与地区均已制订了电力体系谐波与电力装置谐波的国际标准[29-30]。国际标准《电力质量公共电力网谐波》中，对谐波电压与电流的限定如下表电1-1与表1-2显示[31]；对应的，IEEE-519里的谐波电压与电流的准则如下表1-3与下表1-4显示[32-33]。
表1-1国家标准中公共电力网谐波电压限定值
电压总谐波畸变率电力网电压（kV） （%） 0.37 8 12 36 65 120 6.0 5.0 各次谐波包含率（%） 奇次 3.0 4.2 偶次 2.2 1.4 2.0 3.0 2.5 1.8 1.0 0.6 表1-2国家标准中注进公共对接点的谐波电流准许值
标准短路标准电容量压（kV） （MVA） 0.37 12 2 76 3 64 4 35 谐波次数和谐波电流准许值（A） 5 64 6 28 7 42 8 18 9 22 10 14 11 25 12 12 13 28 5
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标准短路标准电容量压（kV） （MVA） 6 10 35 66 110 电网电波畸变率压（kV） （%） 0.38 6 10 35 66 110 10 100 100 250 500 750 14 11 15 12 16 100 100 250 550 750 电压总谐2 43 26 15 16 12 3 34 20 12 13 4 21 13 谐波次数和谐波电流准许值（A） 5 34 20 6 14 7 24 8 11 9 11 10 11 12 13 8.5 16 7.1 13 8.5 15 6.4 6.8 5.1 9.3 4.3 7.9 7.7 12 8.1 13 5.1 8.8 3.8 4.1 3.1 5.6 2.6 4.7 5.4 9.3 4.1 4.3 3.3 5.9 2.7 5.0 9.6 6.0 9.6 4.0 6.8 3.0 3.0 2.4 4.3 2.0 3.7 谐波次数及谐波电流允许值（A） 17 18 19 20 21 22 23 24 25 9.7 18 8.6 16 7.8 8.9 7.1 14 6.5 12 6.1 6.8 5.3 10 4.7 9.0 4.3 4.9 3.9 7.4 3.6 6.8 3.7 4.1 3.2 6.0 2.8 5.4 2.6 2.9 2.3 4.5 2.1 4.1 2.2 2.5 1.9 3.6 1.7 3.2 1.5 1.8 1.4 2.7 1.3 2.5 2.3 2.6 2.0 3.8 1.8 3.4 1.6 1.9 1.5 2.8 1.4 2.6 1.7 1.9 1.5 2.8 1.3 2.5 1.2 1.4 1.1 2.1 1.0 1.9 表1-3 IEEE-519标准有关谐波电压的限定准则
表1-4IEEE-519标准有关谐波电压的限定准则（120V-68000V）
HarmonicOrder(OddHarmonics)%
Isc/IL <20 h<11 5.0 11 HarmonicOrder(OddHarmonics)% 20~50 50~100 100~1000 >1000 6.0 12.0 14.0 16.0 3.0 4.0 5.0 7.5 3.5 2.0 4.0 7.0 1.5 1.0 3.0 3.5 1.5 1.7 1.5 1.2 8.5 12.5 15.5 21.0 电网谐波造成的主要危害体现为[34]： 1）谐波电流的存在增加了电能在输送线路上的损耗，降低了电能的输送效率，同时还引起了输送线路的加速老化； 2）增加了用户设备如电动机等的不必要的损耗，既降低了此类设备的运行效率，还会导致发热量增大等问题，长期运作还会降低此类设备的使用寿命； 3）对用电设备的使用造成影响，比如由于谐波的干扰会导致继电保护装置误动作、检测仪器工作不准确等； 4）由于谐波的存在会导致与电网相连的一些电力设备发生电路谐振，产生谐振过电压，严重时还会致使电力设备损坏； 针对电网中的谐波问题，目前主流的方法一般是使用无源滤波装置或有源滤波装置来对电网中的谐波进行补偿。 无源滤波装置主要可以分为调谐滤波器和低通滤波器[35]。调谐滤波器可以滤除特定次数谐波（一次称为单调谐滤波器，两次称为双调谐滤波器）；低通滤波器主要分为一阶低通滤波器、二阶低通滤波器、三阶低通滤波器和C型滤波器，衰减高于某一特定频率的谐波。其中，LC滤波器和LCL滤波器是最为常用的无源滤波装置，目前在电网中也广泛地应用，其通常加装在谐波发生源与电网相连接的位置，这种装置结构 7 华南理工大学硕士学位论文 设计及使用简单，能有效地对特定次谐波进行滤除，以达到对电网谐波进行补偿的目的。但它也有些不足的地方，由于它的主要组成部分是L和C，其阻抗网路会收到电网侧的阻抗影响，谐波的滤除效果容易送到系统侧阻抗参数的影响，而且这些无源滤波装置一般都是整数投入或切除，不能随意调节，存在一定的欠补偿或过补偿的情况 [36-37] ；除此之外，它的存在还有可能造成某些次谐波放大的可能或在传输过程中产生 谐振[38-40]。 由于无源滤波装置在电网中使用存在的不足，有源滤波器（ActivePowerFilter，APF）在电网中的应用也越来越多[39-42]，其拟补了原先无源滤波器在很多环境中的不足，时时采样负荷电流，并做谐波与无功分隔，最后实现主动控制传输电流的高低、频率与相位的功效，而且迅速响应，抵减负荷中对应的电流，并且能够实现谐波与无功的协调补偿，其关键模块就是谐波检测模块和电流跟踪控制模块。有源滤波器的主要工作原理是：通过电压、电流检测装置获取并通过一定方法获得电网中存在的谐波，然后对其进行反相作为有源滤波器的传出，如此有源滤波器所传出中负的电力网谐波组分就可以和电力网里的正谐波组分做抵扣，进而实现谐波弥补的功能。因此，有源滤波器可以根据需要动态地滤除各次谐波，实现对电网中的谐波分量进行完全补偿，并且不会有产生谐振的后果。但是，有源滤波器也有其不足之处，如造价太高，单套设备容量不高，无法在大容量场合使用等。 目前应用于有源电力滤波器的常用的谐波检测方法重点包含有频域测定方式与时域测定方式。频域测定方式重点表示以傅立叶变换原理为基础的傅立叶解析法、迅速傅立叶变换算法与改善的傅立叶技术法[43-44]等。时域测定方式重点表示鉴于“瞬时无功功率理论”的p-q测定方式与ip-iq测定方式。傅立叶变换法尽管所用时间比较长限定比较多，但是能够一次性测定出各次谐波电流。相比于傅立叶变换方法，鉴于瞬时无功功率理论的时域测定方式拥有良好的实时性与准确性，但是其测定结果单单是某个时刻谐波电流瞬时数值的总和，而难以分析得到各个次谐波的数据。在谐波测定方式探究层面，国内研究者也陆续开发出很多新的测定方法或对传统谐波测定方式做出了改善，比如鉴于小波变化理论、神经网络等运算方法的谐波测定方法，但目前这些算法仅存在于理论研究，在实际应用中很少采用。 常用的电流追踪调控方式重点包含有三角波对比方法[45]、无差拍控制[46]、滞环电 8 第1章绪论 流控制[47-49]，目前由于电流跟踪控制方法在各个领域的控制中都得到了相当广泛的应用，因此控制方法的实现上都比较成熟。当然，除了这些比较成熟的传统控制方法外，国内外学者也有提出了不少改进的控制方法，如针对电压利用率低问题的结合空间矢量法的滞环电流控制、针对开关频率不恒定的基于最优电压矢量的定频滞环方法等，这些方法都取得了一定的改进效果。 1.3 本文研究的主要内容 随着全球能源的消耗与日俱增，新能源的开发利用已成为目前各领域研究人员的重点研究对象之一，而其中太阳能光伏发电因其独特的优越性而备受关注；与此同时，大量的电力电子设备和非线性设备被投入到电网中使用，造成相当严重的谐波污染，影响着电网的安全稳定运行和电气设备的正常使用，而谐波补偿装置的加装亦会加重供电企业或用电企业的成本负担。因此，基于以上背景因素，并考虑到光伏电网逆变器与有源电能滤波器在重要硬件构造与控制方略上的类似性，本文对结合谐波抑制功能的光伏并网逆变器进行了研究，在实现光伏逆变器进行光能与电能之间转换的同时，在控制策略中引入负载侧的谐波分量，使得光伏逆变器附加输出反相的谐波分量，以补偿网侧的谐波分量，这样既有效提高了光伏的利用率，又可以对负载侧的谐波进行一定的补偿，降低网侧总谐波含量THD，减少谐波补偿装置的额定容量或不需添置谐波补偿装置，这将取得一举两得的效果，具有很高的理论意义和实践价值。本文具体研究内容如下： 1）对当前常用的Boost升压电路拓扑方案、三电平逆变电路拓扑方案、滤波器电路拓扑方案和有源滤波器电路拓扑方案进行分析和对比，然后根据本文设计的特点和需求选取合适的电路拓扑方案，最后根据所选择的各模块拓扑方案进行主电路拓扑的设计； 2）在所设计主电路拓扑的基础下，针对本文设计所选取的各模块电路拓扑方案进行数学模型的建立，然后分析和比较目前各模块电路常用的控制策略，根据相似性和易结合性选取合适的控制策略。最后基于各模块所选择的控制策略设计本文的兼顾谐波抑制的光伏逆变器控制策略； 3）在所设计的主电路拓扑和兼顾谐波抑制的光伏逆变器控制策略的基础上，在 9 华南理工大学硕士学位论文 Matlab/Simulink平台上建立本文设计的仿真模型，并对模型的元件参数和各控制模块控制环节参数进行了设置，最后分别对仿真模型中各模块的作用及仿真波形进行了分析，以对本文设计的可行性和有效性进行验证。 4）对本文设计所做工作和成果进行总结，并根据仿真结果中存在的问题提出未来的研究方向和展望。 10 第2章基本硬件结构分析与设计 第2章 基本硬件结构分析与设计 光伏逆变器各模块的电路拓扑结构直接关系到光伏逆变器系统的性能，因此选取合适的拓扑结构，对提升光伏逆变器系统的稳定性和发电效率至关重要。本章节首先列举了目前常用的Boost升压电路、三电平逆变器、APF与滤波器拓扑结构，接着依次对其做出解析，最后在这个基准上根据设计需求，判定本次设计制定的整体硬件结构，为后续的控制策略设计做铺垫。 2.1 Boost拓扑方案 光伏阵列的光伏发电中的核心部件，因此如何充分发挥光伏阵列的光电转换效率是光伏发电系统最需考虑的关键技术问题之一[50]。然而，在工程应用中，光伏阵列的输出特性一般是呈现很强的非线性特征，并不是很容易控制光伏阵列工作在输出最大功率点附近以使得光电转化效率最大化。在研究人员的尝试和试验中发现光伏阵列的输出是与其输出电压有关的，因此提出了MPPT（Maximum Power Point Tracking，最大功率点跟踪）技术来进行光伏阵列输出的控制，其中作为控制光伏阵列输出电压的核心就是DC/DC变换器[51]。因为光伏阵列的输出电压一般都比电网侧或用户侧低，所以常用于光伏系统的DC/DC变换器是Boost变换器和Buck-Boost变换器，以下对本文设计使用的Boost变换器进行讨论。 典型的Boost变换器线路原理图如下图2-1示，里面的开关元件是一种全控类元件。其负荷的运行当中的平均电压可通过下式计算： UoLi1udci01udc1udc（2-1） 1DQCu0 图2-1Boost变换器电路原理图 其中，toffT， 1为Boost电路的升压比，α为其占空比。 11 华南理工大学硕士学位论文 Boost变换器运行时可分成电流持续与电流断续两类运作形式[52]，其中电流持续的工作形式下线路的运行波形如下图2-2显示。在t=0时刻，开关元件导通，电源E向电感L供电，二极管VD进到逆向停止状态，电感L里的电流呈现指数增加；在Toff与Ton交联处，开关元件断开，二极管进到正向连通状态，在Ton期间储存了电能的电源与电感一同向负载充电，流过电感L的电流数值逐步降低。此时，就完成了Boost电路的一个工作周期，在这个运行周期之内，电感L共计经受了1次充电与1次放电，这个过程中电感L储存的能量与向负荷供应的能量是相同的，故可得到下式： EI1ton(UoE)I1toff（2-2） 经过化简就可得到：UoTE。 toff由于 T1，因此负载上的电压平均值大于电源电压，从而达到了升压的目的。 toff当电感L的值并不是足够大的时候，在开关器件关断的时候，电流会出现断续现象，这就是Boost电路的电流断续工作模式，此时其工作波形图如图2-3所示，输出功率与占空比平方成正比关系，因其一般不工作在此状态下，故此处不作赘述。 uGEtontofftiotuot 图2-2电流连续情况下的工作波形 12 第2章基本硬件结构分析与设计 uGEtontofftiotuot 图2-3电流断续情况下的工作波形 2.2 三电平逆变器拓扑方法 三电平逆变器归属为电压类逆变器，其是多电平逆变器里最具实际价值的一类线路。当前三电平逆变器已有许多不同的拓扑结构，但归纳起来主要有以下三种： 2.2.1 二极管箝位型三电平逆变器 图2-4为二极管箝位型三电平逆变器的电路拓扑图，每一相在不同开关管的开断组合状态下能输出三种电压值。规定电流流出桥臂为正，流入桥臂为负，以A相为例，分析其工作原理如下[53-55]： （1） 当Q1、Q2开关管导通，Q3、Q4开关管关断时，如果电流为正，电流流过 开关管Q1、Q2，忽略管压降，该相输出端电压为UUdc/2；如负荷电流是负，电流流经和开关管Q1、Q2并接的导流二极管，则此相传输电压是 UUdc/2；此时称A相的状态为P； （2） 当Q2、Q3开关管导通，Q1、Q4开关管断开的时候，假如负荷电流是正， 13 华南理工大学硕士学位论文 电流流经箝位二极管D1、开关管Q2，这时此相传输端电压U0；如果负载电流为负，电流流过开关管Q3，再流过箝位二极管D2，则该相输出端电压是U0；此时称 A 相的状态为O； （3） 当Q3、Q4开关管导通，Q1、Q2开关管关断时，如果负载电流为正，电流 流过开关管Q3、Q4；该相传出端电压U Udc/2；假如负荷电流是负，电流流经和开关管Q3与Q4并接的二极管，则此相传出端电压是 UUdc/2；此时称 A 相的状态为N。 PUdc/2GND1Q1C1D1Q2AQ5Q6BQ9Q10CD3D5OUdc/2D2C2Q3Q4D4Q7Q8D6Q11Q12NO图2-4二极管箝位型三电平逆变器拓扑图 该拓扑的优缺点如表2-1所示： 表2-1二极管箝位型三电平逆变器拓扑优缺点 优点 1）输出电压谐波含量少 2）开关损耗较小，效率较高 3）可控制无功功率流 缺点 1）需要大量箝位二极管 2）存在电容电压不平衡问题，可能导致输出电压畸变 2.2.2 飞跨电容箝位型三电平逆变器 图2-5为飞跨电容箝位型三电平逆变器的电路拓扑图，每一相在不同开关管的开断组合状态下能输出三种电压值。此拓扑将上一种拓扑中的箝位二极管全部换成了飞 14 第2章基本硬件结构分析与设计 跨电容，其工作原理与二极管箝位型三电平逆变拓扑相似[56]，因此此处不再对其进行赘述。 PABCQ1C1Q2Q5Q6Q9Q10UdcC2C3Q3Q4C4Q7Q8C5OQ11Q12N 图2-5飞跨电容箝位型三电平逆变器 该拓扑的优缺点如表2-2所示： 表2-2飞跨电容箝位型三电平逆变器拓扑优缺点 优点 缺点 1）需要大量的飞跨电容，占用体积较1）输出电压谐波含量少 2）开关损耗较小，效率较高 3）可控制无功功率流 4）可用于高压直流输电系统 大 2）用于有功功率传输时，控制复杂，开关频率高，开关损耗大 3）存在电容电压不平衡问题，可能导致输出电压畸变 15 华南理工大学硕士学位论文 2.2.3 具有独立直流电压源的级联型逆变器 Q1EdcQ3ABQ2Q4 图2-6H型桥逆变电路 图2-6为H型桥逆变电路，是级联型逆变器的基本组成单元，通过将多个单元进行串联，可以构成输出多电平的逆变器[56-57]。在图3中，该拓扑能在两桥臂间输出极性相反的两种电平，根据级联型逆变器所需的电平数决定串联的级数，级联型逆变器输出电平数N和每相的串联级数M满足N2M1。 该拓扑的优缺点如表2-3所示： 表2-3级联型三电平逆变器拓扑的优缺点 优点 1）没有箝位二极管和飞跨电容的限值，易于封装 缺点 2）每个单元的控制逻辑都是独立的，1）每个基本单元都需要一个独立的开关逻辑简单 3）具有模块化的结构特点，易于设计、安装 4）不存在电容电压平衡问题 直流电源来实现箝位功能 2）不易实现四象限运行 2.3 滤波器拓扑方法 光伏并网逆变器的传出过程中一般包含很多的谐波组分，为规避对电力网的电力品质造成污染，一般严格限定逆变器电流的谐波，同时限制并网电流的总谐波畸形率必需低于5%，如此便对并网逆变器的传出滤波功能做出了严格的限制。当前经常用到的并网逆变器传出滤波器架构包含有L类、LC类与LCL类，按照其滤波功能特征 16 第2章基本硬件结构分析与设计 依次适合于不同的传输滤波条件 [58-60]。 LUiUo 图2-7L型滤波器原理图 L型滤波器的拓扑如图2-7所示，其结构比较简单，易于设计和控制，但其谐波衰减率只有-20dB/十倍频，而且要达到较好的滤波效果，通常需要较高的开关频率和较大的电量，导致滤波器体积过大，而且在滤波器上会产生较大的压降，加大了无功功率的消耗，同时还会向电网注入电压纹波，污染电网。因此，这类滤波器的能达到的经济效益不高，目前已较少使用。 光伏逆变器设计中常用的LC型滤波器的原理图如图2-8所示，属于典型的低通滤波电路，而LC型滤波器中的高通滤波器、带通滤波器和带阻滤波器在光伏逆变器设计中一般使用不到，因此此处不作讨论。低通主要由滤波电感L和稳压电容C构成，当有信号从左到右传送的时候，L对低频率信号影响较小，对高频率信号影响较大；C则对低频率信号衰退较低，对高频率信号衰退较大。所以此滤波线路较易经过低频率信号，而对高频信号进行阻断。 LUiRCUo 图2-8LC型滤波器原理图 17 华南理工大学硕士学位论文 L1UiR1R2CL2Uo 图2-9LCL滤波器原理图 相对于传统的L型滤波器和LC型滤波器，LCL型滤波器由于较低的开关频率、较小的电感总量、较好的动态性能等优异的特性，如何用其代替原有的L/LC型滤波器已成为当前的研究热点。LCL型滤波器的原理图如图2-9所示，主要由网侧电感、滤波器电容和直流侧电感构成。L型滤波器、LC型滤波器和LCL型滤波器的幅频特性和相频特性比较如图2-10所示，由图可以看出L型滤波器的幅频响应特性衰减速度保持不变，LC型滤波器在低频处和高频处衰减较慢，在截止频率附近衰减较快，LCL型滤波器在高频处衰减较快，所以各滤波器在低频的幅频响应特性相差不多，而在高频段，LCL滤波器的衰退比较快，拥有较好的高次谐波去除功效。但是LCL型滤波器属于三阶系统，在参数设计和控制方面存在一定困难，同时自身还存在有谐振尖峰问题，会对谐振尖峰附近的谐波起到放大作用，可能会导致系统不稳定，因此还要考虑采用相关方法消除LCL滤波器的谐振尖峰，目前常用的做法是在LCL滤波器的电容处加入阻尼电阻或者通过控制方法添加一个等效的有源阻尼电阻。 150Magnitude (dB)100L滤波器50LC滤波器0-50-100-1500LCL滤波器Phase (deg)-90-180-270-102-101010Frequency (rad/s)10121018 第2章基本硬件结构分析与设计 图2-10L型、LC型、LCL型滤波器幅频相频特性比较图 2.4 有源滤波器拓扑方案 有源滤波器根据接入方式不同可以划分为：串联型有源滤波器、并联型有源滤波器以及混合型有源滤波器[61-64]。 电网变压器非线性负载变流器跟踪控制谐波检测 图2-11串联型有源滤波器工作原理图 串联型有源滤波器的工作原理图如图2-11所示，其一般是串联接入电力网中，等效为一个控制电压源，不易遭受负荷的变化而随其形成电压变动，还能够去除电压类线路里谐波对负荷的阻碍，在其运用在直流体系中的时候，容易产生直流磁饱和这一问题，所以，通常仅适合于谐波源是电压源特征的交流体系，而且因为其串接于电力网电源和负荷之间，流动的电流是电源产生的电流，所以，运行当中的耗损比较大。 19 华南理工大学硕士学位论文 变流器电网跟踪控制谐波检测非线性负载 图2-12并接型有源滤波器工作原理图 并联型有源滤波器的工作原理图如图2-12所示，一般并联接入电力网中，等效为一个受控电流源，通过检测非线性负载侧的电流，通过一定算法提取出负载侧电流中的谐波分量，通过跟踪控制来让有源滤波器产生相同的谐波分量来提供给负载侧，从而将非线性负载对电网侧产生的谐波影响消除。并联型有源滤波器使用和电力网电源与负荷并接的形式，不易对体系的总体运作造成影响，因此并联型有源滤波器是目前应用最为广泛的一种形式。 由于有源滤波器的造价成本较高，为了降低补偿装置安装的成本，需要想办法降低所需的有源滤波器的额定补偿容量，因此提出了将有源滤波器和无源滤波器混合使用，使用无源滤波器滤除主要的谐波分量，然后再使用串联有源滤波器或并联有源滤波器来对总体的谐波补偿效果进行优化，这就是混合滤波器，常用于谐波含量较大且补偿效果要求不高的场合。 2.5 总体方案选择及主电路拓扑设计 基于选用较为先进的电路拓扑和方便制作实验样机等方面的考虑，本文设计选用了Boost变换器拓扑、 二极管箝位型三电平逆变器拓扑、和LCL滤波器拓扑，然后由于并联型有源滤波器与三电平逆变器在拓扑和控制上面有相似的地方，因此文中设计选用了并联型有源滤波器的控制方法。 光伏并网逆变器主电路拓扑如图2-13所示，其主要由Boost升压电路、三电平逆变电路和LCL滤波电路相互连接组成。前端是Boost升压电路，光伏阵列的模型相当于直流源，将其输出的直流直流功率直接接入Boost升压电路，由于Boost升压电路 20 第2章基本硬件结构分析与设计 的高压侧（右侧）会被电网箝位，因此通过改变开关管的占空比调节Boost升压电路两端的电压比可以控制光伏阵列的输出电压，从而可以实现光伏阵列输出最大功率；Boost升压电路处理过后，功率传送到三电平逆变电路，三电平逆变电路在控制信号的作用下，输出规律变化的脉冲波，根据伏秒平衡的原理，所输出的脉冲波在经过一定的滤波环节后即可得到符合要求的交流波；后端为LCL滤波电路，可以将逆变电路的输出电流中的特定次数谐波分量滤除，使其接近于正弦波，然后将功率输送给负载或电网。 Boost升压电路LD三电平逆变电路PQ1AQ5Q6BQ9Q10C光伏阵列C1D1Q2LCL滤波器电网D3D5QCD2C2Q3D4Q7D6Q11Q4Q8Q12负载NO 图2-13光伏并网逆变器主电路拓扑 2.6 本章小结 本章对当前常用的Boost变流电路拓扑方案、三电平逆变电路拓扑方案、滤波器电路拓扑方案和有源滤波器电路拓扑方案进行了分析和对比，并根据本文设计的特点和需求选取了合适的电路拓扑方案：Boost升压电路拓扑方案、二极管箝位型三电平逆变电路拓扑方案、LCL型滤波电路拓扑方案和并联型有源滤波器电路拓扑方案，最后根据所选择的各模块拓扑方案进行三电平逆变器主电路拓扑的设计，为后续的控制策略和仿真模型建立的研究设计奠定基础。 21 华南理工大学硕士学位论文 第3章 控制策略设计 光伏逆变器的控制策略是光伏逆变器系统正常、高效和稳定运作的关键，因此，对光伏逆变器各模块选取合适的控制策略尤为重要。根据章节2.5中的主电路拓扑设计，本文设计的主要控制结构图如图3-1所示。 光伏阵列Boost升压电路三电平逆变电路LCL滤波电路电网信号检测MPPT控制逆变控制信号检测负载信号检测+谐波抑制控制谐波分量提取 图3-1本文设计的主要控制结构图 3.1 MPPT控制策略 太阳能光伏电池表层具有类似金属膜层的半导体薄片，在太阳光辐照的时候，薄片的另一面与金属膜层间将会出现特定的电压，这种情况被称作光生伏打效应（也称作光伏效应）。太阳能光伏电池正是一类运用光伏效应直接把光能转变成电力的设备，光伏阵列就是许多太阳能光伏电池连接而成的光伏发电装置[65-66]。 光伏阵列的I-V特征曲线包括其绝大部分技术特征，是对其做出解析最关键的基础曲线。光伏阵列的I-V特性表示在某个特定的日光强度与温度条件下，光伏电池的传输电压与电流间的关联，如下图3-2示。由I-V特征曲线能够得知，光伏电池的输出曲线近似于直流源，但它不会为负荷供应比较大的功率，是一类非线性直流电源。输出电流在大多数运行电压区间内相对稳定，最后在一个比较高的电压后，电流快速减到零。取曲线中每点的电压V和电流I相乘，即可得到当前点的光伏阵列所输出的功率，在这些点中，存在一点使得输出功率最大，这就是所谓的光伏阵列最大输出功率点。 22 第3章控制策略设计 IV 图3-2光伏阵列的I-V特性曲线 光伏阵列的输出与光照强度、环境温度、输出电压等因素有极大的关系，其输出特性一般呈现很强的非线性，温度不变和光照强度不变时光伏阵列的输出特性如图3-3和图3-4所示。由图可知，在不同温度和光照强度下改变光伏阵列的传输电压的过程当中，光伏阵列的传出功率均是存有一个最高值，因此，为了在环境因素进行变化是保持光伏阵列的输出功率最大化，需要对光伏阵列的输出进行最大功率点的跟踪控制。 P1000W/m2光伏阵列输出功率750W/m2500W/m2光伏阵列输出电压V 图3-3光照强度不同时光伏阵列P-V曲线 23 华南理工大学硕士学位论文 P25℃光伏阵列输出功率50℃75℃光伏阵列输出电压V 图3-4温度不同时光伏阵列P-V曲线 常用的MPPT控制策略有恒定电压跟踪法（CVT）、扰动观测法（P&O）和导纳增量法（INC）等[66]。 恒定电压跟踪法主要用于光照强度与环境温度变动比较小的状况下，这时光伏阵列在最高功率位置处的电压几乎为一固定值，然后将光伏阵列的输出电压控制在最大功率点附近的某一固定电压是，光伏阵列的输出将近似等于最大功率。根据文献[66]的研究可知，在最大功率点处，电压VMPPT与光伏阵列的开路电压Voc成近似的线性关系（如式3-1所示），式中，ku为电压线型比例系数，一般取0.71~0.78之间。该方法控制简单快速，易于实现，系统的工作电压具有良好的稳定性，但当环境温差变化较大时，该方法的最大功率点定位误差也较大，导致光伏阵列发电效率变低。 VMPPTkuVoc（3-1） 扰动观测法主要包括定步长电压扰动观测法和变步长电压扰动观测法，该方法在光伏并网产品中控制稳定、表现良好，因此在实际中受到广泛应用。定步长扰动观测法由于扰动步长不变，在设计时难以同时考虑光伏阵列输出的动态性能和稳态性能：扰动步长设定较高，追踪最高功率位点速率快，动态反应好，但是在最高功率位置附近可能存在震荡；扰动步长设定较小，跟踪最大功率点速度慢，但在最大功率点附近时稳态性能好。而变步长电压扰动观测法就克服了扰动步长不变的缺点，能够实现在最大功率点跟踪初期快速达到最大功率点，而在到达最大功率点附近时在很小的幅度附近震荡，具有良好的稳态性能。但此方式仅适合于那种光照强度变动迟缓的条件下， 24 第3章控制策略设计 并且在稳态状况下，这一算法会造成光伏阵列的现实工作位置在最高功率处附近出现小幅度波动，所以会导致不少功率的损失；而光照出现迅速变动时，追踪算法将不在适用，判定获得错误的追踪方向。 导纳增量法是经过对电导的改变量与电导瞬时量间的大小关联做出对比来达到对MPPT调控的。由光伏阵列的P-V特性图3-4可以看出，P-V特性曲线为一条平滑连续的上凸曲线，因此在曲线上存在极大值，在极大值UMPPT处斜率为零，因此有下式： dPd(VI)dIIV0（3-2） dVdVdVdII（3-3） dVV式（3-3）即导纳增量法的最高功率位置判定条件：输出电导变动量等同于传出电导的负值。当光伏阵列运行在非最高功率位置处：1）VVMPPT时， dII；2）dVVVVMPPT时， dIIIdI。根据和的大小关系，对光伏阵列的输出电压进行不dVVVdV断调整，以达到跟踪最大功率点的目的。该方法在日照强度或者温度等外界环境变动的时候，体系可以稳定的追踪其变动，确保光伏阵列的运行效率，在最高功率处的周围不会出现振荡现象，系统有很好的稳态性能。 本文设计所采用的方法是自适应变步长导纳增量法，传统导纳增量法由于在调整输出电压时使用的是固定的电压步长，从而在设定电压步长时存在于定步长电压扰动观测法一样的矛盾，因此需要在使用中通过一定方法对其步长进行适当调整。从光伏阵列的P-V曲线可以看出，P-V曲线的斜率是在不断变化的，在距离最大功率点更远的地方，曲线斜率更大；在距离最大功率点更近的地方，曲线斜率更小；在最大功率点处，曲线斜率为0。因此可以根据光伏阵列P-V特性曲线的斜率大小来动态改变电压步长，本文中电压步长设定为VkdP（k为一个比例常数），所设计MPPT控制dV策略的控制框图如图3-5所示。除此之外，本文设计中还加入了积分环节，以改善光伏阵列输出电压在最大功率点附近的波动。 25 华南理工大学硕士学位论文 开始检测V、IΔV=k·dP/dVNV(k)-V(k-1)=0YYdI/dV=-I/VI(k)-I(k-1)=0YNdI/dV>-I/VNI(k)-I(k-1)>0NVref=Vref-ΔVYVref=Vref+ΔVNVref=Vref-ΔVYVref=Vref+ΔV结束 图3-5自适应变步长导纳增量法的MPPT控制策略控制框图 3.2 三电平逆变电路的控制策略 3.2.1 三电平逆变器脉冲调制方式 调制策略是三电平NPC逆变器的重要技术之一，从三电平NPC逆变器产生到现在，研究者们对其控制方式的探究就始终没有停过。在经历多年的探究之后，当前已经有多类三电平控制方法问世，但是运用于三电平光伏并网逆变器最广泛的调制策略主要有正弦波脉宽控制(SPWM)对策[67-69]与空间矢量脉宽控制SVPWM)对策[70-71]。 1）SPWM控制对策 SPWM控制对策是经过对一连串宽窄不同的脉冲做出调制，来等效正弦波形的幅值、频率和相位（如图3-6所示），能够得知，等效的脉冲宽度是按照正弦曲线变动的，按照采集调控理论，脉冲频率愈高，SPWM 波形就愈靠近正弦波，其理论依据是面积等效机理：冲量相同而形状有差异的窄脉冲加到拥有惯性的步骤中的时候，其功效几 26 第3章控制策略设计 乎没有差异。实际使用中经常使用自然采样法：将三角波载波信号与一组三相对称的正弦参考电压信号进行比较，得到一系列等效于正弦波形的脉冲序列，接着把形成的序列脉冲当作变流器开关元件的带动调控信号。图3-7和图3-8分别是单极性和双极性的调制方式。该方法的通用性强，使用原理和调制方式较为简单，具有开关频率固定、控制和调节性能好、设计方便等优点，但其输出的最大基波相电压幅值为Udc/2，因此直流电压利用率较低。 udωt-ud 图3-6 SPWM调制策略波形 ωtudωt-ud 图3-7自然采样法——单极性调制 27 华南理工大学硕士学位论文 ωtudωt-ud 图3-8自然采样法——双极性调制 2）SVPWM调制策略 SVPWM调制策略是通过abc变换合成一个旋转电压矢量来代替三相交流参考电压，然后根据伏秒平衡原理计算出各电平的作用时间并生成PWM序列脉冲作为逆变器开关器件的驱动信号，该方法输出的最大基波相电压幅值为Udc/3，电压利用率高（比SPWM的电压利用率高15%），输出谐波小，算法更为灵活，但其缺点也很明显：矢量选择和作用时间计算量大，控制复杂。 二极管箝位型三电平逆变器利用开关器件的开通和关断经由各相只输出Ud/2， 0，Ud/2三种电压。三电平逆变器的Park矢量为： 24jj2U(UaUbe3Uce3)（3-4） 3经上式变换，输出电压矢量仅仅有27种类别，即是讲变流器的传输包含27基础矢量。在此，通常把幅值是2Ud/3的矢量界定成大电压矢量，比如PNN，PPN；幅值是3Ud/3的矢量界定成中电压矢量，比如PON；幅值是Ud/3的矢量界定成小电压矢量，比如ONN，POO。上述三种矢量可依次称之为大矢量、中矢量以及小矢量。SVPWM基础电压矢量的大小及角度如图3-9所示。 28 第3章控制策略设计 ⅡNPNOPNPPNⅢNPOOPONONPPOOON4PONⅠ3NPPNOOOPPNNNPPP12POOONNPNNOOOⅣNOPNNPPOPOOPONOPNOⅥNNPONPPNPⅤ图3-9SVPWM基础电压矢量图 如图3-10所示，取图3-9其中任意一个扇区作矢量作用时间计算分析，根据矢量分布扇区可分为4个部分（Part 1-Part 4）： V5V3412VrefV4θ3V2V0V1 图3-10任意扇形矢量合成示意图 当Vref位于Part 1内部时，根据伏秒平衡可得下式： VT11cos(0(k1)/3)V3T2cos(/3(k1)/3)V0T3cos(0(k1)/3)VrefTscos()VT11sin(0(k1)/3)V3T2sin(/3(k1)/3)V0T3sin(0(k1)/3)VrefTssin()（3-5） T1T2T3Ts式中T1、T2和T3分别是各矢量的作用时间，其他大扇区和小区域的矢量作用时间 29 华南理工大学硕士学位论文 亦可通过改变上式中的变量和角度获得。 由于本文主要针对兼顾谐波抑制功能的控制策略研究，考虑到各控制策略的结合便捷性，本文设计没必要采用计算繁琐、控制复杂的SVPWM调制方式，实际上，使用SPWM调制方式和使用SVPWM调制方式的效果是相近的，或许在后续的研究中会使用SVPWM调制方式来代替SPWM调制方式，以期得到更好的控制效果。 3.2.2 三电平逆变器并网调控对策 三电平光伏逆变器的函数模型构建是对其做出调控的理论基础，因此，此处分别对三电平光伏逆变器在3相ABC静态坐标系、二相静态αβ坐标系与同步转动dq坐标系的函数建模和控制策略进行分析[72-73]。图3-11为简化的三电平光伏逆变器模型，图中为三相中的A相，由于输出滤波器中的滤波电容C一般用于滤除开关频率次数的高频信号，在低频模型中可以进行忽略，因此在以下建模中不考虑滤波电容的影响，后置滤波器电感用L代替，电阻用R代替。 PC1UdcC2L1uaR1iausaR2L2CN图3-11三电平光伏逆变器简化模型图 1）三相ABC静止坐标系下 根据基尔霍夫电压和电流定律，由图3-12可以得到： diaLdtRiauausadibRibubusbL（3-6） dtdicLRicucuscdt由式（3-6）可以得到三电平光伏逆变器在三相ABC静止坐标系下的状态方程式（3-7） 30 第3章控制策略设计 diaLdt0ia100ua100usaR0Ldib0R0i010u010u（3-7） bbsbdt0Rdi0001001icucuscLcdt由式（3-7）可以看出，逆变器的各相参数在三相静止ABC坐标系下是相互独立的，因此在控制上可以对三相独立进行控制。经常用到的调控对策如下图3-12显示，所运用的是电流闭环调控，电流环调控指令是指定的正弦信号iaref、ibref与 icref，经过锁相环线路获取网侧相位与频率数据，把变流器的传输电流当作被控制的对象，作差后通过电流控制器调节后生成三相调制信号ia`、ib`和ic`，最后经过SPWM调制获得PWM脉冲，并由驱动电路产生驱动信号对逆变器的开关进行控制。 逆变器L电网C1UdcC2RRiaLLibicR驱动信号ia`SPWM调制-电流控制器电流控制器电流控制器--+++iarefibrefib`ic`icref 图3-123相ABC静态坐标系下变流器并网调控流程图 2）二相静止αβ坐标系下 通过Clark变换可以将三相静止ABC坐标系转换成两相静止αβ坐标系，Clark变换矩阵为： 1122330212（3-8） 32TABCClark逆变换矩阵为： 31 华南理工大学硕士学位论文 TABC1121203（3-9） 232由式（3-8）~式（3-9）可得三电平光伏逆变器在两相静止αβ坐标系下的状态方程: diLdtTABCdiLdt0R0i0R0TTABCiABC0R0100u010TABCu001（3-10） 100us TABC010TABCus001R0i10u10us =iuu0R0101s由式（3-10）可以看出，变流器的各相系数在二相静态αβ坐标系中同样是互相独立的，所以在调控上可对二相做出独立调控。经常用到的调控对策与在三相静止ABC坐标系下的相似（如图3-13所示），只是在其中加入了abc转换模块，将ia、ib和ic等效转换成i和i，所运用的同样是电流闭环调控，电流环调控命令是设定的正弦信号iref与iref，经过锁相环线路获取频率与相位的数据信息，把变流器的传输电流当作被控制的目标，做差后经过电流控制器调节后生成控制信号i`和i`，然后通过abc转换模块转换成三相调制信号ia`、ib`和ic`，最后经过SPWM调制获得PWM脉冲，并由驱动电路产生驱动信号对逆变器的开关进行控制。 32 第3章控制策略设计 逆变器L电网RRRiaibicC1UdcC2LLabc驱动信号iia`SPWM调制i-++i`-电流控制器irefirefib`ic`abci`电流控制器 图3-13两相静止αβ坐标系下逆变器并网控制框图 3）同步旋转dq坐标系下 通过Park变换可以将两相静止αβ坐标系转换成同步旋转dq坐标系，Park变换矩阵为： costsintTdq（3-11） sintcostPark逆变换矩阵为： costsint（3-12） Tdqsintcost两相静止αβ坐标系和同步旋转dq坐标系下滤波电感电流的关系为： dTdqididTdqLLTdqLdtidtdtidid0Lid =LidtiqL0qii（3-13） 由式（3-11）~式（3-13）可得三电平光伏逆变器在同步旋转dq坐标系下的状态方程: didLdtRLid10ud10usd=i01u01u（3-14） diLRqqsqLqdt33 华南理工大学硕士学位论文 由式（3-14）可以看出，逆变器的各相参数在同步旋转dq坐标系下也是相互独立的，因此在控制上可以对两相独立进行控制。目前在dq坐标系下已有多种逆变器控制策略，其中运用较为普遍的是鉴于电力网电压定向的调控对策（DQ调控），其调控流程图如下图3-14所示。通过abc和dq转换模块，将ia、ib和运用电流闭环调控，电流环调控命令是设定的正弦信号idref与ic等效转换成id和iq， iqref，经过锁相环线路获取频率与相位的数据信息，把变流器的传输电流当作被控制的目标，做差后经过电流控制器调节后生成两相控制信号id`和iq`，然后经过 dq和abc转换模块获得三相调制信号ia`、ib`和ic`，最后经过SPWM调制获得PWM脉冲，并由驱动电路产生驱动信号对逆变器的开关进行控制。 逆变器L电网RRRiaibC1UdcC2LLicabci驱动信号idqidia`SPWM调制iq-++idrefiqrefi`id`dq-电流控制器ib`ic`abci`iq`电流控制器 图3-14同步旋转dq坐标系下逆变器并网控制框图 对于图3-12、图3-13与图3-14里的电流调控器，在当前的探究与运用过程中，大部分运用PR谐振调控器、PI(Proportional Integral)比例积分调控器等。PR谐振调控器的特征是在谐振频率位置增益无限大，而在非谐振频率位置增益则比较小，因此使用PR谐振控制器可以对正弦量做到稳态无偏差调控，但是PR谐振调控器的数字完成比较繁琐。PI调控器身为传统的调控方式，拥有机理简单、算法成熟、控制可靠、适应性强等特点，而且采用PI控制器，并不需要过分关注系统精确模型，只需将系统的输出信号和参考信号进行比较，将误差通过PI控制器， 34 第3章控制策略设计 就能将误差进行消除，而缺点就是PI控制器中不包括正弦信号的模型，不能实现直接对正弦函数进行无静差控制。 相比在三相静止ABC坐标系和两相静止αβ坐标系下，在同步旋转dq坐标系下，受控量是两相直流量id和iq，其中d轴电流分向量id对照着传输的有功功率，q轴电流分向量iq对照着传输的无功功率，所以依次对d轴的电流分向量与q轴电流分向量调控就能够达到对传输的有功与无功功率的解耦调控。另外，由于控制信号id和iq是直流量，这有利于电流控制器的设计，通过一个PI调节器即可对输出电流进行无静差控制。因此，本文选用在同步旋转dq坐标系下的逆变器控制策略。 3.2.3 中点电位平衡控制策略 NPC三电平逆变器经过运用母线电容来平摊接受直流侧电压，另外发挥存储能量与滤波的功效，中点电位均衡问题表示由于对母线侧两电容放充电所引发其连接中心上电压的浮动，当中点电压浮动比较大的时候，将会造成开关元件因为承担的电压应力过高而被破坏，并且传输波形谐波含量加大。中心电位不均衡是三电平逆变器的老旧问题[74-76]。 中点电位不均衡对逆变器体系具有极大的影响，假如任由其发展，最后会导致系统的不平稳，乃至造成逆变器爆炸，所以，必须要对中心电位做均衡调控。海内外很多研究者也均对这一问题进行了进一步的探究，总体来讲，处理方案能够分成两个方面：硬件层面与软件层面。 硬件层面一般是经过转变硬件拓扑来达到对中心电位的平衡[54]，如图3-15中的在直流母线侧引入辅助平衡电路来对中点电位进行平衡，这一平衡调控线路包括2个开关管S1与S2、2个电感L1与L2、2个二极管D1与D2构成。在中心电压增加的时候，即电容C1上的电压增加的时候，C1中的能量可经过L1/S1/D1构成的BUCK线路对电容C2做出充电，进而使中心电压下降，同理，当中点电压下降的时候，电容C2中的能量经过S2/L2/D2构成的BOOST线路对电容C1充电，进而提高中心电压。所以经过对S1/S2开关管的调控就能够平衡中心电压。 35 华南理工大学硕士学位论文 图3-15中点电位辅助均衡线路 硬件均衡线路的优势是能够单独调控中心电位变动，而不需考虑后级逆变线路的运行状态，然而此需要增添额外的调控线路与驱动线路，进而加大了变流器系统的研发成本与繁琐性，另外也加大了系统的耗损，减弱了逆变器的工作效率，所以，在现实工程运用过程中较少运用这一方案。 在软件调控层面，国内外学者已设计了多种算法来进行中点电位平衡。文献[74]指出在3相调制波里注进零序分量来调控中心电位的方式，此方式其本质就是模仿SVPWM的调控方式，想实现和其相同的调控效果；文献[77]在这一基准上，给出所注进零序分量的准确运算方式，但是运算过程较为繁琐；文献[78]指出按照测定的中心电位变动来调整SVPWM中正、负小矢量的运行时间，进而均衡中心电压，这一调控方式思路清楚、计算简单、平稳性强，但只适用于基于空间矢量的调制方法。由于本文使用的脉冲调制方式是SPWM调制，因此在本文设计中采用文献[79]中基于零轴电流闭环控制的中点电位平衡控制策略。 文献[79]指出，直流侧电容电压和零轴电流之间存在以下关系： Cdudcki0（3-15） dt式（3-15）中，C为直流侧上下电容的电容值，udcudcudc为上下电容的电压差，k为与调制比有关的一个比例常数，i0是由于直流侧中点电位不平衡产生的零轴分量。其控制框图如图3-16所示。 36 第3章控制策略设计 逆变器电网LLRC1UdcC2udcudciaibicRRLudcudcudc驱动信号udcPIabciiPLLθia`SPWM调制i`i0`+PIi0-ib`ic`dq0θabci`dq0idrefiqref 图3-16直流侧中点电位平衡控制框图 3.3 谐波抑制控制策略 电流谐波提取算法是谐波抑制控制策略的核心之一[80]。谐波检测算法的准确性与实时性对系统的补偿性能有着至关重要的影响。目前常用的谐波检测方法主要有硬件陷波器法、快速傅里叶分析法、基于人工神经网络检测法以及基于瞬时无功理论的p-q电流检测法和ip-iq电流检测法等。由于前两种方法存在检测精度低、计算量大和实时性差等缺点，目前最常用的电流谐波提取方法是基于瞬时无功理论的p-q电流检测法和ip-iq电流检测法。本节将对这两种检测方法进行分析和比较，选取合适的电流谐波提取算法。 3.3.1 三相瞬时无功理论 对（a，b，c）坐标系下的三相电压ua、ub、uc和三相电流ia、ib、ic进行坐标变化，转（α，β）坐标系下，分别表示为u、u和i、i，变换矩阵及等式关系如下： C32211/21/2（3-16） 303/23/2uauuC32ub（3-17） uc37 华南理工大学硕士学位论文 iaiiC32ib（3-18） ic在（α，β）旋转坐标系中，旋转电压矢量u和电流矢量i分别由矢量uα、uβ和iα、 iβ合成，其矢量关系如图3-17所示： 图3-17（α，β）坐标系矢量关系图 uuαuβuu（3-19） iiαiβii式中，矢量u的幅值与幅角依次使用u与u代表，矢量i的幅值与幅角依次运用i与 i代表。 3.3.2 p-q电流检测法 定义瞬时有功功率p和瞬时无功功率q： ppp（3-20） qqq依次对照于基波有功与无功分量，q、q依次对照于谐波有功与无式中，p、p功分量。所以，瞬时有功功率p与瞬时无功功率q可认作由谐波与基波构成。 38 第3章控制策略设计 p-q电流测定法的测定机理如下图3-18显示，三相电压ua、ub、uc和三相被 检测电流ia、ib、ic进行坐标转换与运算，获得有功功率p与无功功率q，对p、 q做低通滤波(LPF)获得直流分向量p和q，把所获得的直流分向量p与q进行坐 标反变换获取被测定电流的基波分向量iaf、ibf与icf，然后将基波分量iaf、ibf、icf与三相被检测电流ia、ib、ic相减即可得到被检测电流的谐波分量iah、ibh和ich。 iahiaiafiaiapiiiiCC1i1CCp（3-21） 23pqbhbbfbbu223pqqqiiiiichccfccuCpquu（3-22） u 图3-18p-q检测机理流程图 因为p-q电流测定法在运算中引进了3相电压ua、ub、uc，当电压波形非预期的正弦波出现畸变的时候，p-q电流测定法获得的结果量里也会包含畸变的谐波，令结果出现了偏差，干扰到测定精确度。 3.3.3 ip-iq电流检测法 为了减小误差，ip-iq电流测定法在p-q电流测定法的基准上做出了改进，仅引入了A相电压ua相对照的正弦信号sint和余弦信号cost来获得电压的相位做出锁相，从而避免了电压畸变时引进电压值而引起的误差，其检测步骤与p-q电流检测法相同。ip-iq电流检测法的检测过程框图如下图3-19所示： 39 华南理工大学硕士学位论文 图3-19ip-iq检测原理框图 iahiaiafiaiiiiCC1p（3-23） 23qbhbbfbiiiichccfcsintcostC（3-24） costsint3.3.4 APF控制策略 有源电能滤波器是可以用作动态限制滤波、弥补无功的电能电子设备，其可以对频率与大小均改变的谐波和变动的无功做出补充，其运用能够克服LC滤波器等固有的谐波限制与无功补充方式的缺陷。下图3-20显示是最基础的有源电能滤波器的机理结构图。图中is是网侧供电电流，iL为负载电流，ic为APF补偿电流，主电路目前主要采用PWM变流器，非线性负载为产生谐波的谐波源。 电网LisiL非线性负载ic主电路APF驱动电路谐波提取电流跟踪控制电路 图3-20有源电力滤波器原理图 图3-20所示的有源电力滤波器的基本工作原理是：检测需要进行补偿的对象（图中为非线性负载）的负载电流iL，然后通过谐波提取模块提取出其中的谐波分量iLh， 40 第3章控制策略设计 把其当作电流追踪的命令信号ic`，接着经过调控线路与驱动线路让主线路传输补充电流ic，补充电流ic和负荷电流的谐波分量iLh一致，进而让网侧电流is里仅含负荷电流的基波分量iLf，不包含谐波，进而就实现了限制网侧电流里谐波的目标。上述机理可以用下面方程式来表达： isiciL（3-25） iLiLfiLh（3-26） iciLh（3-27） isiLiciLf（3-28） 目前，有源电力滤波器的控制方法目前主要包括常规PI控制、无差拍控制、自适应控制以及一些使用神经网络算法、模糊控制、遗传算法的智能控制方法。基于与逆变器并网控制策略相似性和易结合性的考虑，本文采用同样基于同步旋转dq坐标轴的PI控制方法，控制策略如图3-21所示。 逆变器电网C1LLLRiaibicUdcRRC2abci驱动信号PLL非线性负载iabcdqθθiidqiLdLPFicdθicqiLqia`SPWM调制i`id`dq-PI-+ihdihq+--iLd+ib`ic`abci`iq`PIiLq+ 图3-21基于旋转dq坐标轴有源电力滤波器控制框图 3.4 兼顾谐波抑制的光伏逆变器控制策略 由章节3.1-章节3.3可知，本设计中所使用的控制策略主要包括光伏阵列的MPPT控制策略、三电平逆变器并网控制策略、直流侧中点电位平衡控制策略和APF谐波抑制控制策略，在这些控制策略的基础上，设计了本文的兼顾谐波抑制功能的光伏逆变 41 华南理工大学硕士学位论文 器控制策略，其控制框图如图3-22所示。 Boost升压电路光伏阵列C1UdcC2逆变器电网udcudcLLLRiaibRRicu驱动信号udcudcudc驱动信号udcPIabcicicPLL非线性负载abciLθic0+SPWM调制PIθiLdq0dqiLdiLqLPF-θicdi0`-PIPIicq-ia`MPPT控制SPWM调制i`ib`abci`ic`dq0id`iq`idref`ihd+++--iLd+++iLqiqref`idref+ihq+iqref 图3-22兼顾谐波抑制功能的光伏逆变器控制策略控制框图 3.5 本章小结 本章在第二章所设计主电路拓扑的基础下，针对本文设计所选取的各模块电路拓扑方案分析和比较了目前常用的多种控制策略，然后分别选取了效果较好、通用性较强的控制策略。在MPPT控制策略方面，选用了最大功率点跟踪平稳、静态性能好的导纳增量法，并在此基础上加入自适应变步长控制策略和积分控制环节，以提升MPPT的动态性能和稳态性能；在逆变器并网控制策略、直流侧中点电位平衡控制策略和有源滤波器控制策略上，选用了同样基于同步旋转dq坐标系的控制策略；最后，根据所选择各模块控制策略，设计了本文设计用到的兼顾谐波抑制的光伏逆变器控制策略，为后续的模型仿真提供了理论基础。 42 第4章仿真模型建立及其仿真结果分析 第4章 仿真模型建立及其仿真结果分析 基于第二章的主电路拓扑设计和第三章的兼顾谐波抑制功能的控制策略设计，本章在Matlab中的Simulink平台中对兼顾谐波抑制功能的三电平光伏逆变器进行了模型建立和算例仿真，以验证本文设计的可行性和有效性。 4.1 MPPT控制策略仿真模型 4.1.1 仿真模型建立及参数设置 基于自适应变步长导纳增量法的MPPT控制策略仿真模型如图4-1所示，左侧PV模块模拟光伏阵列，其输入T为温度（℃）、S为光照强度（W/m2）、V为光伏阵列输出电压（V）；MPPT_INC模块为用m文件编写的基于自适应变步长导纳增量法跟踪最大功率点的控制算法，其输入Vin为光伏阵列输出电压，Iin为光伏阵列输出电流，输出D为开关管的占空比；PulseGenerator模块用于产生控制开关管IGBT1的驱动信号；右侧DC电源模拟右侧并网逆变器的作用，用于钳制Boost右侧电位，从而在调节开关管占空比时控制光伏阵列的输出电压。 图4-1基于导纳增量法的MPPT控制策略仿真模型 PV模块的仿真模型如图4-2，为了后续验证的方便性，需要测量PV模型的特性曲线，本文设计并采用了图4-3中的方法获取了PV模型在不同光照强度 43 华南理工大学硕士学位论文 S300,700,1000W/m2下随输出电压Vpv变化对应的输出电流Ipv和输出功率Ppv，所得PV模型的I-V特性曲线和P-V特性曲线如图4-4和图4-5所示。 图4-2PV模块仿真模型 图4-3PV模块特性曲线获取模型 44 第4章仿真模型建立及其仿真结果分析 Ipv/A98S700W/m2S1000W/m27654S300W/m2321005101520253035Vpv/V 图4-4不同光照强度下PV模块I-V特性曲线 Ppv/W250S1000W/m2200S700W/m2150100S300W/m2500510152025303540Vpv/V 图4-5不同光照强度下PV模块P-V特性曲线 45 华南理工大学硕士学位论文 4.1.2 仿真结果分析 将图4-1中的MPPT控制策略仿真模型的PV模型输入设置为：温度T25℃、光照强度S[300,700,1000]（如图4-6所示），总仿真时长T0.9s，仿真过程中光伏阵列输出电压波形和输出功率波形如图4-7和图4-8所示。由图4-7和图4-8可知，在仿真时刻t0,0.3,0.6s每次光照强度S变化时，光伏阵列的输出电压和输出功率都能在0.1s内稳定下来，稳定状态下输出电压波动幅度小于2%，输出功率波动幅度小于0.5%，说明本文使用的基于导纳增量法MPPT控制策略的稳定性很好；除此之外，仿真过程中不同光照强度S情况下得到的最大功率点为：VMPPT_30020V、PMPPT_30050W、 VMPPT_70025V、PMPPT_700150W、VMPPT_30030V、PMPPT_1000250W，与图4-5中PV模块的P-V特性曲线中的最大功率点位置基本一致，验证了该控制策略的可行性和有效性。 图4-6PV模型光照强度S参数设置 46 第4章仿真模型建立及其仿真结果分析 图4-7仿真过程中光伏阵列输出电压波形图 图4-8仿真过程光伏阵列输出功率波形图 4.2 三电平光伏逆变系统仿真模型 4.2.1 仿真模型建立及参数设置 兼顾谐波抑制功能的光伏逆变系统仿真模型如图4-9所示，左侧Three-PhaseProgrammableVoltageSource 模拟网侧无穷大系统； Three-PhaseSeriesRLCBranch和Three-PhaseSeriesRLCBranch1模拟线路阻抗； 47 华南理工大学硕士学位论文 CONVERTER为变流器模块，即兼顾谐波抑制功能的三电平光伏并网逆变器，其输出有功电流和补偿电流；右侧为非线性负载，其消耗有功和产生谐波；B1、B2和B3是电压电流检测模块，用于检测线路的电压、电流瞬时值，B1检测模块所采集的电压电流数据对应接口Vabc_Grid和Iabc_Grid，B2检测模块所采集的电压电流数据对应接口 Vabc_Load和Iabc_Load，B3检测模块所采集的电压电流数据对应接口Vabc_C和Iabc_C。模型中的闭环控制都是使用标幺值进行运算，基准电压Vbase380V，基准容量 Sbase200MVA。其余仿真参数如下所示： a) 网侧电源：三相电源线电压380V，频率50Hz； b) 非线性负载：带阻容负载的三相不控整流器（C6000F，R4）； c) 开关频率：fs10kHz； 图4-9兼顾谐波抑制功能的光伏逆变器系统仿真模型 图4-9中的CONVERTER变流器模块的仿真模型如图4-10所示，其中包含：三电平光伏逆变模块（3 levelinverter）、谐波检测模块（HarmDet）、中点电位平衡模块（DcBalance）、光伏并网控制模块（DQControl）、SPWM调制模块（SPWM）、锁相环模块（DLL）、中点电位平衡控制使能模块（DcBalanceStart）、谐波检测控制使能模块（HamStart）和逆变器并网功率输出使能模块（InvStart）。接下来分别对其中的主要模块进行参数的介绍和分析。 48 第4章仿真模型建立及其仿真结果分析 图4-10CONVERTER变流器模块的仿真模型 1）三电平光伏逆变模块 三电平光伏逆变模块仿真模型如图4-11所示。由于本设计主要研究对象是兼顾谐波功能的三电平光伏逆变器，为了降低系统的复杂性和仿真的便捷性，因此在该仿真模型中并未搭建使用相关的NPC型逆变器模型、光伏阵列模型和MPPT控制策略，并采用Matlab自带的Three-LevelBridge模块代替NPC型逆变器模型、采用带内阻的直流电源代替光伏阵列。其中， B1检测模块所采集的电压电流数据对应接口Vabc_Rect和Iabc_Rect；Three-LevelBridge模块的参数设置如图4-12所示；直流电源udc800V，内阻rdc0.001，直流侧电容C1C20.1F。Three-Level Bridge模块后置滤波器所使用的是LCL滤波器，其作用主要是去除输出电流中的高频谐波（开关频率fs和开关频率fs的倍频谐波），参照文献[72]的三点平变流器后置LCL滤波器参数设计方法，本文设计中LCL滤波器的参数设计除了考虑高频纹波衰减能力、电流变化率、逆变器输出纹波电流的大小、谐振频率等因素，还考虑了谐振峰的影响，在电容处加入了阻尼电阻Rc，具体参数为：L1103H，R10.01，L25104H，R20.01， C200uF,Rc0.5。 49 华南理工大学硕士学位论文 图4-11三电平光伏逆变模块仿真模型 图4-12Three-Level Bridge模块的参数设置 2）谐波检测模块 谐波检测模块仿真模型如图4-13所示。图中输入变量Iabc的电流信号来自于接口Iabc_Load，即负载侧电流，经过abc->dq0转换模块后，通过低通滤波器获得基波分量iLf经过dq0变换后的iLfd和iLfq，然后再与负载侧电流iL经过dq0变换后的iLd和iLq作差，即可获得负载侧电流除去电流基波分量后的电流谐波分量iHd和iHq。由于后续需要与有功参考电流idref和无功参考电流iqref进行合成然后经过PI控制环节，而且电流环对于谐波电流的调节属于有差调节，反馈电流与参考电流之间会有相位差，所以此处需要加入超前滞后环节将给定谐波电流进行超前处理，后续的增益环节Gain和Gain1是根据超前滞后环节的输出幅度特性决定的，等于滞后时间常数T2除以超前时 K间常数T1。此处超前滞后环节参数设定为：T116103s，T22103s， T21。 T1850 第4章仿真模型建立及其仿真结果分析 图4-13谐波检测模块仿真模型 3）中点电位平衡模块 中点电位平衡模块仿真模型如图4-14所示。图中输入变量udc和udc分别表示光伏逆变模块直流侧上下电容的电压，i0为逆变器输出电流Iabc_Rect经过dq0变换后的0轴分量；增益环节Gain2和Gain3的作用是将电容电压udc和udc变成标幺值，因为光伏逆变模块直流侧直流电源电压为800V，因此增益环节Gain2和Gain3参数设置为 K11；Discrete 2nd-OrderFilter和Discrete 2nd-OrderFilter1是低通滤波器，800/2400用于清除变化剧烈的扰动，防止过分调节引起的振荡；由于逆变器带载输出功率时，直流侧波动较大，因此需要添加PI环节对其进行调节，DiscretePIController3的参数设置为：Kp1，Ki10；DiscretePIController4的参数设置为：Kp3，Ki100。 图4-14中点电位平衡模块仿真模型 4）光伏并网控制模块 光伏并网控制模块仿真模型如图4-15所示。图中输入变量icd_fbk和icq_fbk是逆变器输出电流Iabc_Rect经dq0变换后的d轴分量和q轴分量反馈量，作为逆变器输出的反馈 51 华南理工大学硕士学位论文 量；输入变量id_ref和iq_ref是有功参考值idref和无功值iqref与谐波检测模块的输出分量 Ihamd和Ihamq的和，作为新的参考值，作差后经过PI控制环节进行误差消除，以实现逆变器的输出电流对新参考值的跟踪；输入变量i0_ref为中点电位平衡模块的输出值，作为最后调制信号dq0反变换前的0轴分量。其中DiscretePIController1的参数设置为： kp7，ki100，DiscretePIController2的参数设置为：kp7，ki100 图4-15光伏并网控制模块仿真模型 仿真模型建立完成并设置好参数之后就是对所建立的仿真模型进行仿真分析，并验证各模块的可行性和有效性。为了明确看出各模块的作用，本次仿真的总仿真时长 T1s，设置HamStart模块、DcBalanceStart和InvStart模块的跳变时间，使得在仿真 开始时谐波检测模块、中点电位平衡模块和dq轴参考值idref、iqref并不发挥作用，即在仿真时刻t0s开始时只有电源和非线性负载发挥作用，然后在仿真时刻t0.2s时使能谐波检测模块，在仿真时刻t0.4s时使能中点电位平衡模块，最后在仿真时刻 t0.6s时使能idref、iqref控制逆变器向电网侧回馈功率，即进入向电网和负载供电状 态。 4.2.2 仿真结果分析 1） 电网网侧电流波形分析 52 第4章仿真模型建立及其仿真结果分析 仿真过程中网侧电流Iabc_Grid的波形如图4-16所示。 图4-16仿真过程0~1.0s网侧电流波形图 从图4-16中可以看出，网侧电流在各模块加入后都有不同的变化，因此下文分别对各时间段（t=0~0.2s，t=0.2~0.4s，t=0.4~0.6，t=0.6~1.0s）的波形进行分析，同时使用powergui模块中的FFT Analysis功能对各时间段内电流进行谐波含量分析。 t=0~0.2s时间段： 图4-17仿真过程0~0.2s网侧电流波形图 53 华南理工大学硕士学位论文 图4-18仿真过程0~0.2s网侧电流FFT频谱分析图 由图4-17和图4-18可知，t=0~0.04s为系统启动过程，0.04s之后达到了稳定，可以看到达到稳定之后，电流存在严重畸变，取其中一个小段（t=0.1s后的4个周波）进行FFT分析可看到网侧电流的总谐波畸变率THD17.77%，超出了总谐波畸变率 THD5%的并网标准，因此需要为负载加装一定的谐波抑制装置。 t=0.2~0.4s时间段： 图4-19仿真过程0.2~0.4s网侧电流波形图 54 第4章仿真模型建立及其仿真结果分析 图4-20仿真过程0.2~0.4s网侧电流FFT频谱分析图 在仿真时刻t=0.2s时使能了谐波检测模块，逆变器进入了谐波补偿工作状态，由图4-19和图4-20可以看到，在加入了谐波补偿功能的t=0.2~0.4s时间段中，网侧电流已经由原来的畸变波形变成了几乎正弦波形，虽然网侧电流波形中仍含有少量毛刺和轻微的畸变，但还是证明了谐波补偿功能的有效性，取其中一个小段（t=0.3s后的4个周波）进行FFT分析可看到网侧电流的总谐波畸变率THD5.79%。 t=0.4~0.6s时间段： 图4-21仿真过程0.4~0.6s网侧电流波形图 55 华南理工大学硕士学位论文 图4-22仿真过程0.4~0.6s网侧电流FFT频谱分析图 在仿真时刻t=0.4s时使能了中点电位平衡模块，在逆变器谐波补偿工作状态下同时进行了直流侧中点电位平衡的控制，减少了逆变器因直流侧中点电位不平衡引起的输出电压电流不平衡的影响。从图4-19和图4-21比较来看，网侧电流波形的区别并不大，但取其中一个小段（t=0.5s后的4个周波）进行FFT分析（如图4-22所示）可看到网侧电流的总谐波畸变率THD4.67%，因此可知在加入了直流侧中点电位平衡控制后网侧电路的总谐波畸变率有了小幅度的改善。 t=0.6~1.0s时间段： 图4-23仿真过程0.6~1.0s网侧电流波形图 56 第4章仿真模型建立及其仿真结果分析 图4-24仿真过程0.6~1.0s网侧电流FFT频谱分析图 在仿真时刻t=0.6s时使能了dq轴参考值idref、iqref，idref和iqref主要控制逆变器输出的有功功率和无功功率，使逆变器在补偿谐波时同时运作在并网发电状态。从图4-23可以看出，此时网侧电流变大，这是由于逆变器发电往电网侧输送功率，而且电流波形也非常接近于正弦波，取其中一个小段（t=0.8s后的4个周波）进行FFT分析（如图4-24所示）可看到网侧电流的总谐波畸变率THD1.22%，可以得知本文所设计的兼顾谐波抑制功能的三电平光伏逆变器模型在向非线性负载和电网供电的同时，还检测并补偿了非线性负载产生的谐波分量，使得网侧电流的总谐波畸变率保持在一个较低的水平，验证了本文设计的可行性和有效性。 2） 功率流向分析 通过对网侧线路上功率的流向进行分析可以对逆变器各模块使能前后在电网侧的功率流向所产生的影响有更直观的了解，各时刻的功率计算公式如式（4-1）~式（4-2）所示。 PVaIaVbIbVcIc（4-1） Q1(VbcIaVcaIbVabIc)（4-2） 3仿真过程中网侧有功功率和无功功率（对应Vabc_Grid和Iabc_Grid）工作波形如图4-25和图4-26所示。 57 华南理工大学硕士学位论文 图4-25仿真过程中0~1.0s网侧有功功率工作波形图 图4-26仿真过程中0~1.0s网侧无功功率工作波形图 从图4-26可以看出在启动的波动过程之后，t0.1~0.6s过程中电网侧处于平稳的供电状态，在t0.6s时，电网侧的有功功率变为负值，说明逆变器进入了能量回馈即发电状态，有功功率开始回流，在状态转变瞬间看到有些许波动，但很快就达到了平稳状态，此时逆变器在提供负载功率的同时还往电网侧输送稳定的有功功率；从图4-27可以看出在启动的波动过程之后，t0.1~0.6s过程中电网侧处于平稳的提供无功功率的状态，在t0.6s时，逆变器进入了能量回馈即发电状态，此时无功功率发生了一次较大的跳变，这是由于有功参考值idref的突变导致的，而实际上工程上有功参 58 第4章仿真模型建立及其仿真结果分析 考值idref是逐渐变化的，其值大小应该是根据MPPT控制中光伏阵列所输出的功率进行设定的，同时波动大小也跟并网控制策略有关，由于本文设计比较着重于有功功率的分析，所以此处不作过多的分析和处理，后续可能继续对该方面进行相关课题研究。 3） 控制环节跟踪情况分析 本文设计使用了多个通过PI环节调节的控制环：中点电位平衡控制环、逆变器并网控制环、谐波分量检测补偿控制环。 中点电位平衡模块的控制情况如图4-27~图4-29所示，图中两条曲线分别是直流侧上下电容电压的标幺值udc*和udc*（基准值为udc/2400V）。由图4-28可以看到，在t0~0.4s期间，由于中点电位平衡模块并没有使能，中点电位略有波动，而在t0.4~0.6s期间，直流侧上下电容电压平稳的保持在1附近，虽然与t0~0.4s期间相比波动幅度区别并不是很大，这是由于此时逆变器并没有输出较大的功率所导致的，如果在逆变器输出较大功率时没有使能中点电位平衡模块，直流侧上下电容电压会出现较大的一个波动；由图4-29看到，在t0.6~1.0s期间，在逆变器输出功率的情况下，直流侧上下电容电压波动小于0.5%，说明本文设计中的中点电位控制模块的可行性和有效性。 图4-27仿真过程中0~1.0s直流侧上下电容电压波形图 59 华南理工大学硕士学位论文 图4-28仿真过程中0~0.6s直流侧上下电容电压波形图 图4-29仿真过程中0.6~1.0s直流侧上下电容电压波形图 逆变器并网控制模块的电流跟踪情况如图4-30~图4-32所示。由图4-30可以看出， t0.2~0.6主要是谐波检测补偿信号作为参考信在仿真时刻t0.2s时开始电流跟踪， 号，由图4-31可知此时的输出电流能快速准确的跟踪谐波补偿参考电流，因此取得了 t0.6~1.0s过程主要是谐波检测补偿信号和有功输出参考信号较好的谐波补偿效果； 的叠加信号作为参考信号，由图4-32可以看到在仿真时刻t0.6s参考信号突变时出现了较大的波动，而且在经过较长的时间（约0.2秒）才能实现跟踪，这个波动情况与网侧功率波动的原因相似，此处不再赘述。总的来说，逆变器并网控制模块的电流 60 第4章仿真模型建立及其仿真结果分析 跟踪还是比较准确和快速的。 图4-30仿真过程中0~1.0s电流跟踪波形图 图4-31仿真过程中0.2~0.6s电流跟踪波形图 61 华南理工大学硕士学位论文 图4-32仿真过程中0.6~1.0s电流跟踪波形图 4.3 本章小结 本章在第三章和第四章的所设计的主电路拓扑和兼顾谐波限制的光伏逆变器调控对策的基准上，利用Matlab/Simulink平台构建了本文设计的仿真模型，并对模型的元件参数和各控制模块控制环节参数进行了设置，最后通过在不同仿真时刻分别使能控制模块的方法，分别对仿真模型中各模块的作用进行了分析。通过对仿真结果的电网网侧电流波形分析、功率流向分析和控制环节跟踪情况分析可知，本文设计的主电路拓扑和兼顾谐波抑制的光伏逆变器控制策略能够很好的实现三电平光伏并网逆变器在向电网输出功率的同时，还很好地对所检测的谐波分量进行跟踪补偿，有效地降低了电网侧的总谐波畸变率，验证了本文设计的可行性和有效性。 62 总结与展望 总结与展望 在经济飞速发展的今天，全世界对能源的需求日益增长，而石油、天然气和煤炭等传统能源却是短期内不可再生能源，随着经济的发展、人口的增加和社会生活水平的提高，传统能源问题和环境问题已日益严重，因此可再生新能源的研发和使用已成为当前研究任务的重中之重，而光伏发电以其优异的特性脱颖而出，成为研究人员青睐的研究对象，光伏发电系统的研究也成为了新能源研发的热门方向；与此同时，在能源互联网的大环境下，越来越多的非线性装置和新能源发电系统并入电网当中，在给人民带来生活便利的同时，也造成相当严重的谐波污染，导致电能质量的明显降低，给电网的管理和质量控制带来了沉重的负担，而且这些谐波源大多产生的是随时间变化的动态谐波，传统的无源滤波装置已不能满足，因此能动态补偿谐波的谐波补偿装置的研究也显得尤为重要。 基于以上背景因素，并考虑到光伏并网逆变器和有源电力滤波器在主要硬件结构和控制策略上的相似性，本文对结合谐波抑制功能的光伏并网逆变器进行了研究，设计了一种兼顾谐波抑制功能的三电平光伏逆变器，主要工作内容如下： 1）对本文选题背景和研究意义进行了分析，然后对当前国内外光伏发电技术和谐波抑制方法做了详细的分析和比较，最后在对比了光伏逆变器系统和有源滤波系统的结构和控制原理后确定本文研究兼顾谐波抑制功能的光伏逆变器的课题方向，并确定本文研究的主要内容； 2）对当前常用的Boost变流电路拓扑方案、三电平逆变电路拓扑方案、滤波器电路拓扑方案和有源滤波器电路拓扑方案进行了分析和对比，然后根据本文设计的特点和需求选取了合适的电路拓扑方案，最后根据所选择的各模块拓扑方案进行主电路拓扑的设计； 3）在所设计主电路拓扑的基础下，针对本文设计所选取的各模块电路拓扑方案分析和比较了目前常用的多种控制策略，然后分别选用了合适的控制策略。在MPPT控制策略方面，选用了最大功率点跟踪平稳、静态性能好的导纳增量法，而在三电平逆变电路控制策略、中点电位平衡控制策略和谐波抑制控制策略上，建立了多种坐标系下的数学模型，并分析和比较不同坐标系下的控制策略，然后根据需要选用了都在同步旋转dq坐标轴下的控制策略。最后基于各模块所选择的控制策略设计了本文的兼顾谐波抑制的光伏逆变器控制策略； 63 华南理工大学硕士学位论文 4）在所设计的主电路拓扑和兼顾谐波限制的光伏逆变器调控对策的基准上，利用Matlab/Simulink平台构建了本文设计的仿真模型，并对模型的元件参数和各控制模块控制环节参数进行了分析和设置，最后通过在不同仿真时刻分别使能控制模块的方法，分别对仿真模型中各模块的作用及仿真波形进行了分析，仿真结果验证了本文设计的可行性和有效性。 虽然本文的模型仿真结果验证了本文所设计兼顾谐波功能三电平光伏并网逆变器的可行性和有效性，但由于本人研究时间、学识水平和实践经验有限，本文在对兼顾谐波抑制功能的光伏并网逆变器系统的研究尚不够深入，在很多方面还需要进一步的研究和探索： 1）调制方式的不足。相对于SPWM，SVPWM调制方式具有更优越的性能，使用SVPWM调制方式能够改善逆变器输出波形和总谐波含有量，以获得更好的效果； 2）控制方式的不足。本文的控制环节都是基于PI控制器进行设计的，该环节在带来便利性的同时还存在一定的局限性，因此采用一些先进的控制策略如模糊控制技术、自抗扰控制技术、PR谐振控制器是今后的重点研究方向之一； 3）没有对无功补偿功能进行深入的研究。从三电平光伏逆变器的结构和控制原理上来说，在输出所需波形的同时实现无功补偿功能可行的，但本文设计中并未进行深入的探讨，因此无功补偿功能的添加也是今后的重点研究方向之一； 4）缺少硬件电路的验证。本文设计的研究工作都是建立在数学模型和软件仿真基础上的，为了验证本文所提出的兼顾谐波抑制功能的三电平光伏逆变器及其控制策略，下一步工作的重点在于硬件电路的搭建和试验。 64 因篇幅问题不能全部显示，请点此查看更多更全内容