直流三相逆变器设计

1 设计任务与要求

条件：输入直流电压：110V。 要求完成的主要任务: （1）开关元器件的选择 （2）各模块方案选择 （3）各模块方案设计 （4）总电路的设计 （5）各模块的器件选型 （6）参数计算

设计容量为3KVA的三相逆变器，要求达到： （1）输出380V，频率50Hz三相交流电 （2）完成总电路设计

（3）完成电路中各元件的参数计算

1.1 设计任务分析

由于输入直流电压只有110V，而输出交流电压要求有效值为380V，所以必须通过升压电路将直流电压升到到一定值才能作为逆变器的输入电压。逆变器的核心是半导体开关器件，不同拓扑的逆变电路有不同的优缺点和应用领域。半导体开关器件需要触发信号才能导通，要使逆变器输出正弦波形，则需要特殊的触发电路对开关器件进行调制。逆变器输出带有高次谐波，需要滤波电路对谐波进行。在进行仿真前，需对上述电路模块进行比较论证和选择。

1.2 设计思路

首先，考虑输入直流电压为110V而输出380V、频率50Hz三相交流电，要采用斩波电路升压到大于380以上，可以用直流斩波升压电路、直流斩波升降压电路等。其次要求由直流变为三相交流电，可采用电压型逆变电路、电流型逆变电路。逆变电路得到的是三相矩形波，再用PWM或者SPWM开关采用规则采样法将矩形波变为三相波，最后用滤波器滤波得到最终的所要的三相电，设计流程图如图1.1所示

图1.1设计流程图

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2 设计意义及原理

2.1 设计意义

逆变电源技术的核心部分是逆变器和其控制部分。逆变器是将直流变为定频定压或调频调压交流电的变换器，传统方法是利用晶闸管组成的方波逆变电路实现，但其含有较大成分低次谐波等缺点，由于电力电子技术的迅速发展，全控型快速半导体器件BJT，IGBT，GTO 等的发展和PWM 的控制技术的日趋完善，使SPWM 逆变器得以迅速发展并广泛使用众所周知。

逆变器是将直流变为定频定压或调频调压交流电的变换器，传统方法是利用晶闸管组成的方波逆变电路实现，但由于其含有较大成分低次谐波等缺点，近十余年来，由于电力电子技术的迅速发展，全控型快速半导体器BJT，IGBT，GTO等的发展和PWM的控制技术的日趋完善，使SPWM逆变器得以迅速发展并广泛使用。

PWM控制技术是利用半导体开关器件的导通与关断把直流电压变成电压脉冲列，并通过控制电压脉冲宽度和周期以达到变压目的或者控制电压脉冲宽度和脉冲列的周期以达到变压变频目的的一种控制技术，SPWM 控制技术又有许多种，并且还在不断发展中，但从控制思想上可分为四类，即等脉宽PWM 法，正弦波PWM 法（SPWM 法），磁链追踪型PWM 法和电流跟踪型PWM 法，其中利用SPWM 控制技术做成的SPWM 逆变器具有以下主要特点：

（1）逆变器同时实现调频调压，系统的动态响应不受中间直流环节滤波器参数的影响。

（2）可获得比常规六拍阶梯波更接近正弦波的输出电压波形，低次谐波减少，在电气传动中，可使传动系统转矩脉冲的大大减少，扩大调速范围，提高系统性能。

（3）组成变频器时，主电路只有一组可控的功率环节，简化了结构，由于采用不可控整流器，使电网功率因数接近于1，且与输出电压大小无关。 在后备式供电中，蓄电池作为一种非常重要的储能介质，在各个行业都得到了广泛的应用。由于单个电池的参数存在着差别，不能通过将蓄电池并联的方法来提高直流供电系统的容量，因此在电池的容量不能满足实际需求时，最直接的办法就是多个蓄电池串联共同提供能量。所串的蓄电池越多，蓄电池组能够提供的能量就越多，但输出端电压就越高，此时，逆变器输入直流电压的上限就直接决定了蓄电池组的容量 大小。

另外，高压变频器广泛的应用于轧钢、造纸、水泥制造、矿井提升、轮船推进器等传统工业的改造和高速列车、城市地铁轻轨、电动汽车中，其核心部分也是高压逆变器。

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2.2 开关元器件的选择

IGBT 主要是以M（模块）P(脉波)W(宽度)M(调变)方式制作，用主动元件 IGBT模块设计，使本机容量可达300KVA，以隔离变压器输入及输出，来增加整机稳定性，特别感性、容性级特殊负载，负载测试和寿命实验可靠性高。 IGBT优点：

高频MPWM设计，IGBT功率推动，体积小、可靠性能高、噪音低。 效率达85%以上。

反应快速，对100%除载/加载，稳压反应时间在2ms以内。 超载能力强，瞬间电流能承受额定电流的300%。 波峰因素比（CREST FACTOR RATIO）高于3：1。 具过压、过流、超温等多重保证级报警装置。

Power MOSFET全称功率场效应晶体管。它的三个极分别是源极（S）、漏极（D）和栅极（G）。主要优点：热稳定性好、安全工作区大。缺点：击穿电压低，工作电流小。

GTR（功率晶管）由于二次击穿和驱动功率大等缺点，目前被IGBT和MOSFET所代替。

IGBT全称绝缘栅双极晶体管，是MOSFET和GTR（功率晶管）相结合的产物。它的三个极分别是集电极(C）、发射极（E）和栅极(G）。特点：击穿电压可达1200V，集电极最大饱和电流已超过1500A。由IGBT作为逆变器件的变频器的容量达250kVA以上，工作频率可达20kHz。

所以这里选择IGBT作为此次设计的开关元件。

2.3 逆变电路原理

逆变电路在电力电子电路中占很重要的地位，他可分为电压型逆变电路和电流型逆变电路，在实际生产生活中三相逆变应用较为广泛，其中电压型的直流侧通常是并一个电容器，而电流型通常是在直流侧串一个电感。

电压型逆变：直流侧为电压源，采用并联大电容器来缓冲无功功率，则构成电压型逆变器。电压型逆变电路输出电压波形为矩形波，输出电流波形近似正弦波。直流侧电压基本无脉动，直流回路呈现低阻抗；交流侧输出电压为矩形波；当交流侧为阻感负载时需要提供无功功率，直流侧电容起缓冲无功能量的作用等特点。

电压型逆变电路有以下主要特点：

(1）直流侧为电压源，或并联有大电容，相当于电压源。直流侧电压基本无脉动，直流回路呈现低阻抗。

(2）由于支路电压源的箝位作用，交流侧输出电压波形位矩形波，并且与负

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载阻抗角无关。而交流侧输出电流波形和相位因负载阻抗情况的不同而不同。

(3)当交流侧为阻感负载时需要提供无功功率，直流侧电容起缓冲无功能量的作用。为了给交流侧向直流侧反馈的无功能量提供通道，逆变桥各臂都并联了反馈二极管。

图中Vl—V6是逆变器的六个IGBT开关器件，各由一个续流二极管反并联，整个逆变器由恒值直流电压供电。电路中的直流侧通常只有一个电容器就可以了，但为了方便分析，画作串联的两个电容器并标出假想中点。和单相半桥，全桥逆变电路相同，三相电压型桥式逆变电路的基本工作方式也是导电方式，即每个桥臂的导电角度为，同一相上、下桥臂交替导通。因为每次换流都是在上、下桥臂之间进行，因此也被称为纵向换流。

采用IGBT作为开关器件的三相电压型桥式逆变电路如图2.1所示：

图2.1 三相电压型桥式逆变电路

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3 各模块方案选择

3.1 升压电路选择

方案1：采用变压器直接对直流电压进行升压。

方案2：采用boost直流斩波升压电路通过改变占空比对直流电压进行调节升压。

考虑到实际变压器变比不可调或者调节范围很小，不利于逆变器输出的调节，而boost电路通过调节开关器件的导通占空比可以灵活方便的调节输出电压的大小，从实际出发和从方便性出发，最终选择了boost电路作为升压电路。 如图2.2升压斩波电路主电路图

图3.1升压斩波电路主电路图

3.2 逆变电路选择

逆变器按照输出的相数分，有单相、三相两种；按电路拓扑分，有半桥式、全桥式和推挽式。鉴于全桥结构的控制方式比较灵活，所以选择三相全桥电路作为逆变器主电路。

3.3 逆变器触发电路选择

目前，逆变器广泛采用PWM脉宽调制技术实现对输出电压的控制。PWM技术主要体现在两个方面，一是控制策略，二是实现的手段。调制方式主要有直流脉宽调制和正弦波脉宽调制两种方式。直流脉宽输出的是方波，波形畸变严重，所以不适合；正弦波脉宽调制输出波形只含高次谐波，可以大大减小滤波器的体积。所以最终选择正弦波脉宽调制，即SPWM技术。

3.4 滤波电路选择

由于设计任务对波形畸变率没有特殊的要求，可以采用最普通的LC滤波电路作为逆变输出的滤波电路。

3.5 保护电路选择

过压保护器件（OVP）用于保护后续电路免受甩负载或瞬间高压的破坏，常用的过压保护器件有压敏电阻、瞬态电压抑制器、静电抑制器和放电管等。过压保护器件选型应注意以下四个要点：

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1）关断电压Vrwm的选择。一般关断电压至少要比线路最高工作电压高10％ 2）箝位电压VC的选择。VC是指在ESD冲击状态时通过TVS的电压，它必须小于被保护电路的能承受的最大瞬态电压 3）浪涌功率Pppm的选择。不同功率，保护的时间不同，如600w（10/1000us）；300W（8/20us） 4）极间电容的选择。被保护元器件的工作频率越高，要求TVS的电容要越小

过流保护器件主要有一次性熔断器、自恢复熔断器、熔断电阻和断路器等，其中，最重要的过流保护器件是熔断器，也叫保险丝。它一般串联在电路中，要求其电阻要小（功耗小），当电路正常工作时，它只相当于一根导线，能够长时间稳定的导通电路；由于电源或外部干扰而发生电流波动时，也应能承受一定范围的过载；只有当电路中出现较大的过载电流(故障或短路)时，熔断器才会动作，通过断开电流来保护电路的安全，以避免产品烧毁的危险。

在熔断器分断电路的过程中，由于电路电压的存在，在熔体断开的瞬间会发生电弧，高质量的熔断器应该尽量避免这种飞弧；在分断电路后，熔断器应能耐受加在两端的电路电压。熔断器受脉冲损伤会逐步降低承受脉冲的能力，选用时需要考虑必要的安全余量；这个安全余量是指熔断器的总熔断(动作)时间，它是预飞弧时间和飞弧时间之和。所以在选择的时候需要留意它的熔断特性和额定电流这个基本条件；另外安装时要考虑熔断器周边的环境，熔断器只有达到本身的熔化热能值的时候才会熔断，如果是在环境较冷的状况下，它的熔断时间会变化，这是使用时必须留意的。

3.6 总电路的控制方式

为了使输出电压波形稳定且可调，采用闭环控制方式，检查输出电压反馈到输入作为比较控制。

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4 各模块方案设计

4.1 升压斩波电路

升压斩波电路如下图3.1所示。假设L值、C值很大，V通时，E向L充电，充电电流恒为I1，同时C的电压向负载供电，因C值很大，输出电压uo为恒值，记为Uo。设V通的时间为ton，此阶段L上积蓄的能量为EI1ton。V断时，E和L共同向C充电并向负载R供电。设V断的时间为toff，则此期间电感L释放能量为 (U0-E)I1toff，稳态时，一个周期T中L积蓄能量与释放能量相等，即

EI1ton=(U0-E)I1toff

化简得 U0=T·E/toff

输出电压高于电源电压，故称升压斩波电路，也称之为boost变换器。 T与toff的比值为升压比，将升压比的倒数记作β，则

α+β=1

故 U0=E/(1-α)

升压斩波电路能使输出电压高于电源电压的原因 ：L储能之后具有使电压泵升的作用，并且电容C可将输出电压保持住。

图4.1 升压斩波电路原理图

4.2逆变电路

逆变电路原理

逆变电路在电力电子电路中占很重要的地位，他可分为电压型逆变电路和电流型逆变电路，在实际生产生活中三相逆变应用较为广泛，其中电压型的直流侧通常是并一个电容器，而电流型通常是在直流侧串一个电感。

电压型逆变：直流侧为电压源，采用并联大电容器来缓冲无功功率，则构成电压型逆变器。电压型逆变电路输出电压波形为矩形波，输出电流波形近似正弦波。直流侧电压基本无脉动，直流回路呈现低阻抗；交流侧输出电压为矩形波；当交流侧为阻感负载时需要提供无功功率，直流侧电容起缓冲无功能量的作用等特点。

电压型逆变电路有以下主要特点：

(1）直流侧为电压源，或并联有大电容，相当于电压源。直流侧电压基本无

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脉动，直流回路呈现低阻抗。

(2）由于支路电压源的箝位作用，交流侧输出电压波形位矩形波，并且与负

载阻抗角无关。而交流侧输出电流波形和相位因负载阻抗情况的不同而不同。

(3)当交流侧为阻感负载时需要提供无功功率，直流侧电容起缓冲无功能量的作用。为了给交流侧向直流侧反馈的无功能量提供通道，逆变桥各臂都并联了反馈二极管。

采用IGBT作为开关器件的三相电压型桥式逆变电路如图3.2所示：

图4.2 三相电压型桥式逆变电路

图中Vl—V6是逆变器的六个IGBT开关器件，各由一个续流二极管反并联，整个逆变器由恒值直流电压供电。电路中的直流侧通常只有一个电容器就可以了，但为了方便分析，画作串联的两个电容器并标出假想中点。和单相半桥，全桥逆变电路相同，三相电压型桥式逆变电路的基本工作方式也是导电方式，即每个桥臂的导电角度为，同一相上、下桥臂交替导通。因为每次换流都是在上、下桥臂之间进行，因此也被称为纵向换流。

逆变电源采用图3.3所示主电路。首先采用升压斩波电路将110KV直流电压升高到400KV，因为对输出波形的要求不是很高，与负载并联的电容C取很大就可以达到滤波的目的。开关管T1~T6是IGBT，构成三相逆变桥。关断缓冲由电阻R、电容C和二极管D并联网络组成；C0折算到变压器TM的原边后与L2一起构成交流输出滤波电路；变压器用作电路隔离和升压。

图4.3三相逆变器主电路原理图

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4.3 SPWM控制系统

图4.4 三相SPWM控制系统框图

三相脉冲形成可采用上述介绍的SPWM控制方法，控制系统框图如3.3所示。下面介绍SPWM生成的各电路部分。 数字分频电路

图3.5是数字分频电路，Y是石英晶体振荡器，它有稳定的震荡频率，频率稳定度可以达到万分之一。该电路选用震荡频率1.8432MHz的晶振，它和R1、C1、C2组成频率信号产生的电路，得到1.8432MHz频率信号，再经过数字电路CD4017、CD4040处理，输出两路频率信号。CD4017是十进制计数器，第7脚的Q3计数端引至第15脚的复位端可以实现3分频。CD4040是串行二进制计数器，9脚Q1可以得到2分频，2脚的Q6可以得到2的6次方既64分频。1.8432MHz的频率，分频后三角波频率为9.6kHz，标准正弦的扫描频率为102.3kHz。

图4.5 数字分频电路

标准正弦波形成电路

标准正弦波的长生是利用数字电路实现的。在EPROM中存放的数据（十六进制）是这样得到的；将一个周期的单位正弦波分成N等份，每一点的数据在计算机上事先离散计算好在存放进去。由于写入的数据只能是正值，单位正弦波是和图中Uref的波形一致，幅值为1的正弦波。本例中将一个周期的正弦波分成N=2048份。

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正弦扫描频率引入数字电路CD4040，CD4040的输出是一组地址扫描信号送到EPROM的地址线上，EPROM2732中存放的数据便依次送到D/A转换器DAC0832，DAC0832将这些数据转换成断续的模拟信号，经过一个小电容C1（0.1uf以内）滤波，得到连续模拟信号Uref，峰峰值由IO1端引入的给定电压Uc决定，电路中Uc来自调节器的输出。经运放LF365处理，可以获得正负对称、幅值为Uc的标准正弦波SINE。

要产生的标准正弦波的频率f1=50Hz，和前面分频电路得到的频率一致，那么扫描频率应该为： fh=f1*N=50*2048=102.4kHz。正弦波的频率由稳定度相当高的晶振分频得到，故正弦波的波形畸变率很低；正弦波的幅值受控于给定电压。因此，该电路是一个高精度的正弦发生器。

上述电路具有通用性，对一个已经写好数据的EPROM，若改变正弦扫描频率，可以改变标准正弦波频率；若改变EPROM中的数据，可实现不同的PWM调制策略，如梯形波调制，注入特定次谐波；若再增加两套电路，在3个EPROM中存放相位互差120°的数据，就可实现三相SPWM控制。 三角波形成电路

分频电路提供了三角波频率信号，即为9.6kHz的脉冲信号，应用隔直、比例和积分电路即可得到幅值适当，正负对称的三角波，其频率为9.6kHz。 SPWM形成电路

本装置SPWM形成正弦波信号SINE和三角载波信号TR来自前级电路；TL084是运算放大器，一TR由它接成的反向器得到。电路中大量使用了芯片LM311，它是DIP8封装的快速电压比较器，不仅可以作为比较器，还可以利用他的特点做脉冲封锁。下面介绍它的应用：8脚、4脚分别接芯片电源的正、负端；2脚、3脚分别是同向、反向输入；1脚是低电平设定（可接电源负或地），它的电压值决定了LM311输出的低电平值；7脚为输出端，逻辑判断为“高电平”时，集电极开路（OC门特性），因此，7脚必须有上拉电阻同正电源连接，否则，没有高电平输出， R1、R2、R3、R4等都是上拉电阻；5、6脚用来调节输入平衡（可不用），6脚还可以用作选通，如果LM311的6脚接低电平。其输出恒为高电平，这个特点往往用来设置脉冲封锁。

该系统设置PWM信号低电平有效，即PWM信号为低电平时，驱动电路产生驱动脉冲，IGBT导通。Lock为保护电路输出的脉冲封锁信号；在电路出现故障时，lock的低电平送到后级各个LM311的6脚，使所有PWM为高电平封锁驱动脉冲。如果不利用LM311封锁驱动，也可以设置PWM高电平有效，取消后级的LM311。

R1~R4，C1~C4和Rp还组成了死区形成电路，参数大小决定死区时间，Rp可以调节死区大小；IGBT的开关时间为2us左右，死区时间设为4us。

该装置采用了一种数模结合的SPWM控制电路，它由数字分频电路、三角波

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形成电路、调节器、标准正弦波控制电路及PWM形成电路等组成。系统的电压调节是为了稳定电压，电流调节是为了限制输出电流。电源的正弦输出畸变率小于5%，要求不是太高，逆变器的输出功率1kW也不大。因此，系统仅采用电压平均值闭环控制，稳定输出电压，对输出波形采用开环控制，即直接将幅值受控的标准正弦波和三角波比较。

在3片EPROM内写入3个相差120°的正弦波数据，经过数模转换后，形成3个互差120°的正弦波。它们同一三角载波比较，便可得到三相SPWM控制脉冲分别驱动3个桥臂。

4.4驱动电路

IR2130是MOS、IGBT功率器件专用栅极驱动芯片，通过自举电路工作原理，使其既能驱动桥式电路中低压侧的功率器件，又能驱动高压侧的功率元件，因而在电机控制、伺服驱动、UPS电源等方面得到广泛应用。这些器件集成了特有的负电压免疫电路，提高了系统耐用性和可靠性，有些器件不仅有过流、过温检测输入等功能，还具有欠压锁定保护、集成死区时间保护、击穿保护、关断输入、错误诊断输出等功能。

IGBT的驱动电路型号很多，IR21系列是国际整流器公司退出的高压驱动器，一片IR2013课直接驱动中小容量的6支场控开关管，并且只需要一路控制电源。IR2013是28引脚双列直插式集成电路，应用方法如图3.6 HIN1、HIN2、HIN3为3个高侧输入端，LIN1、LIN2、LIN3为3路低侧输入端，HO1、VS1、HO2、VS2、HO3、VS3为3路高侧输出端，LO1、LO2、LO3为3路低侧输出端，Vss为电源地，VSD为驱动地，VB1、VB2、VB3为3路高侧电源端，FALUT为故障输出端，ITRIP为电流比较器输入端，CAO为电流放大器输出端，CA为电流放大器反向输入端。

当IR2130驱动上桥臂功率管的自举电源工作电压不足时，则该路的驱动信号检测器迅速动作，封锁该路的输出，避免功率器件因驱动信号不足而损坏。当逆变器同一桥臂上2个功率器件的输入信号同时为高电平，则IR2130输出的2路门极驱动信号全为低电平，从而可靠地避免桥臂直通现象发生。

图4.6 IR2130结构及应用电路

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采用IR2130作为驱动电路时，外围元件少，性价比明显提高。它的高压侧的3路驱动电源有Ucc采用自举电路得到。3支快速二极管的阴极电位是浮动的，因此，它的反向耐压值必须大于主电路的母线电压 峰值。IR2130最大正向驱动电流 250mA，反向峰值驱动电流 500mA；内部设有过流、过呀、欠压、逻辑识别保护；它的浮动电压做大不超过400V。

4.5控制器设计

当采用瞬时值内环反馈双环控制时，内环为瞬时值环，用来控制输出电压波形的正弦波，外环采用平均值控制，以保证电压的平均值与参考值一致。如果波形正弦度好，平均值和有效值一一对应关系。

平均值外环的PI调节器输出控制正弦波幅值，幅值乘以单位正弦波后的信号为内环给定，与输出电压瞬时值比较经内环PI调节器输出正弦波调制信号，与三角载波比较后产生的PWM信号经过驱动电路控制逆变器的开关器件。在不允许供电中断的重要用电场合,大量使用着UPS系统。而逆变器是UPS系统的核心部件,要求它具有高质量的输出电压波形。尤其是在带非线性负载情况下仍然要有接近正弦的输出波形。因此,发展了多种多样的逆变器波形控制技术。本文的主要内容是PWM逆变电源瞬时值反馈控制技术，瞬时值反馈控制是根据当前误差对逆变器的输出波形进行有效的实时控制，如果控制器设计合理，既可以保证系统具有很好的稳态性能，同时也可以保证系统有快速的响应速度。全文围绕电压单环瞬时值控制技术及电容电流内环和电压外环双环瞬时值控制技术这两种控制方法，进行了理论分析,同时结合仿真和实验来探讨如何提高PWM逆变电源的静、动态性能，改善输出波形质量。

图4.7瞬时值内环反馈双环控制

4.6辅助电源

在桥式逆变电路中，一个桥臂上下两管驱动电路的电源应各自独立，两个桥臂上的管无共地点下管可以共地。因此，驱动6管时，至少要有3路独立电源。采用单端反激式开关电源作为辅助电源提供3组20V电源和±12V电源。3组20V电源分别作为6个IGBT的驱动模块电源，±12V电源给控制系统的芯片供电。

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只要有直流输入，辅助电源就供电，控制系统就具备控制和保护能力。

4.7保护电路

保护复位电路的电路拓扑结构如图5所示，它的主要功能是当驱动信号发生电路中的电流较大时，产生复位保护信号，即图中的STOP信号。下面简要介绍保护复位电路的基本工作原理：保护复位电路的输入信号来自驱动信号发生电路的电流检测器ISENSOR。当流过ISENSOR的电流较大时，此时电阻R83两端的压降增大，运算放大器U18D的输出为高电平。由于双D型触发器4013的时钟和D信号引脚接地，则该触发器具有R-S触发器的功能。当运算放大器的输出为高电平时，即R引脚的信号为高电平，此时触发器被复位，触发器的输出端Q为低电平，即STOP信号为低电平。当STOP信号为低电平时，三输入与门U10A 4073（如图5所示）的输出被强制限定为低电平。而4013触发器的另一输出通过RC回路（如图中R98和E15）充电，当充电到一定时候，S引脚为高电平，根据触发器的功能表可见，STOP信号重新变成高电平，这时STOP信号对三输入与门的工作没有影响，实现了保护复位功能。通过选择合适的电阻、电容值,可以确定保护复位的时间，在本文中，选择电阻为750kΩ，电容为4.7μF使复位时间为1.5s。 保护复位电路如图3.8

图4.8 保护复位电路

过电压的保护

过电压的幅度一般都很大，但是其作用时间一般却都很短暂，即过电压的能量并不是很大的。利用电容两端的电压不能突变这一特点，将电容器并联在保护对象的两端，可以达到过电压保护的目的，这种保护方式叫做阻容保护。起保护作用的电容一般都与电阻串联，这样可以在过电压给电容充电的过程中，让电阻消耗过电压的能量，还可以限制过电压时产生的瞬间电流。并且R 的接入还能起到阻尼作用，防止保护电容和电路的电感所形成的寄生振荡。图3.9为电源侧阻容保护原理图。图3.9（a）为单相阻容保护电路，图3.9（b）、（c）为三相阻容保护电路，RC网络接成星型，如图3.9（b）；也可以接

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成三角形，如图3.9（c）。电容越大，对过电压的吸收作用越明显。在图3.9中，图3.9（a）为单相阻容保护，阻容网络直接跨接在电源端，吸收电源过电压。图3.9（b）为接线形式为星型的三相阻容保护电路，平时电容承受电源相电压，图3.9（c）为接线形式为三角型的三相阻容保护电路，平时电容承受电源相电压。显然，三角型接线方式电容的耐压要为星型接线的3倍。但是无论哪种接线，对于同一电路，过电压的能量是一样的，电容的储能也应该相同，所以星型接线的电容容量应为三角形的3倍。也就是说两种接线方式电容容量和耐压的乘积是相同的。

图4.9 阻容保护

过电流的保护

电力电子电路中的电流瞬时值超过设计的最大允许值，即为过电流。过电流有过载和短路两种情况。常用的过电流保护措施如图3.10所示。一台电力电子设备可选用其中的几种保护措施。针对某种电力电子器件，可能有些保护措施是有效的而另一些是无效的或不合适的，在选用时应特别注意。

图4.10 过电流保护

交流断路器保护是通过电流互感器获取交流回路的电流值，然后来控制交流电流继电器，当交流电流超过整定值时，过流继电器动作使得与交流电源连接的交流断路器断开，切除故障电流。应当注意过流继电器的整定值一般要小于电力电子器件所允许的最大电流瞬时值，否则如果电流达到了器件的最大电流过流继电器才动作，由于器件耐受过电流的时间极短，在继电器和断路器动作期间电力电子器件可能就已经损坏。来自电流互感器的信号还可作用于驱动电路，当电流超过整定值时，将所有驱动信号的输出封锁，全控型器件会由于得不到驱动信号而立即阻断，过电流随之消失；半控型器件晶闸管在封锁住触

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直流三相逆变器设计

发脉冲后，未导通的晶闸管不再导通，而已导通的晶闸管由于电感的储能器件不会立即关断，但经一定的时间后，电流衰减到0，器件关断。这种保护方式由电子电路来实现，又叫做电子保护。与断路器保护类似，电子保护的电流整定值也一般应该小于器件所能承受的电流最大值。

快速熔断器保护一般作为最后一级保护措施，与其它保护措施配合使用。根据电路的不同要求，快速熔断器可以接在交流电源侧（三相电源的每一相串接一个快速熔断器），也可以接在负载侧，还可电路中每一个电力电子器件都与一个快速熔断器串联。接法不同，保护效果也有差异。熔断器保护有可以对过载和短路过电流进行“全保护”和仅对短路电流起作用的短路保护两种类型。

4.8总电路

由此得到电路图如3.8。

图4.11 总电路图

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直流三相逆变器设计

5 系统元件有关参数的计算

在电路中输入为110KV DC ，输出为380V AC 50 Hz，输出功率为P=3000W，功率因数设为cosφ=1。调节升压电路的占空比δ=1-E/U=1-110/380=0.71使输出为400V，调制比为1，求得逆变器输出的基波电压有效值为Ub=400/√2=282.84V。初步计算变压器的变压比为k=380/400=0.95。则电路各元件选取如下：

5.1 开关管和二极管的选择

(1)开关管的选择

最大输出情况下，电流有效值为

Imax=P/(V*cosφ)=3000/380=7.895A 式（5.1） 开关管额定电流ICE

ICE＞2*Imax=2*7.895=15.79A 式（5.2） 开关管额定电压VCER

VCER=2*VM=2*.80=760V 式（5.3） (2)二极管的选择 额定电压VRR

VRRM＞380V 式（5.4） 最大允许的均方根正向电流

Ifrms=πIFR/2=1.57IFR 式（5.5） 二极管的额定电流为

IFR＞Imax/1.57=7.895/1.57=5.03A 式（5.6）

5.2 LC 滤波器的计算

输出滤波器的作用是减小输出电压中的谐波，并保证基波电压输出。因滤波电容和负载并联，它可以补偿感性电流，但是，滤波电容过大，反而会增加变压器的负担。因此，在设计滤波电路的时候，首先确定滤波电容的值。设计基本原则就是在额定负载时，使容性电流补偿一半的感性电流。

IC=Psinφ/(2U0cosφ)=3000*0.6/(2*380*0.8) 式（5.7） C=IC/(U0ω)=2.96/(380*2π*50)=24.79μF 式（5.8）

取C=25μF，选择500Hz、500V的交流电容。 开关管的工作频率取7.2kHz

逆变桥输出电压除基波外，还含有高次谐波，最低次谐波为2p-1次，而p=fs/f=7200/50=144，

得到 f=(2*200-1)*50=19950Hz 式（5.9）

考虑到死区的影响，一般选取输出滤波器的谐振频率为最低谐振频率的

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直流三相逆变器设计

1/5～1/10。取谐振频率为2kHz,算出

L=(1/2π*2000)2/C=0.256mH 式（5.10）

折算到原边， L1=(1/k)2L=0.284mH 式（5.11）

5.3 输出变压器选择

方案一：三个单相变压器参数计算： 单个变压器输出功率为：

P2=1000W 式（5.12）

单个变压器输入功率：

P1=U1*I1=P2/η=3000/0.95=1052.6W 式（5.13）

式中η为变压器的效率，这里取0.95 变压器的额定功率为:

P=(P1+P2)/2=(1000+1052.6)/2=1026.3W 式（5.14）

一次侧电流为：

I1=KP1/U1=1.2*1052.6/77.8=13.5A 式（5.15）

式中K是变压器空载电流大小决定的经验系数，容量越小的变压器，K越大，一般选1.1~1.2。 二次侧电流为：

I2=P2/U2=1000/380=2.6A 式（5.16）

故选用三个初级电压为77.8V、电流为13.5A，功率为1052.6W,次级电压为380V、电流为2.6A，功率为1000W的单相变压器。 方案二：三相变压器 变压器输出功率：

P1=U1*I1=P2/η=3000/0.95=3157.9W 式（5.17）

式中η为变压器的效率，这里取0.95

已知直流输入为110V，其基波最大的峰峰值为110V 峰值有效值为:

U=110/√2=77.8V 式（5.18）

逆变线电压额定值为380V， 相电压峰值为:

UWN=380/√3=219.4V 式（5.19）

由于变压器连接方式为△Y-11连接，变压器变比为:

N1/N2=77.8/219.4=0.35 式（5.20）

故选择变比为0.35，功率3200W的三相变压器。

考虑到成本以及方便在本次设计中采用方案二级三相变压器。

电源的输出功率为3KVA，cosφ=1，频率f=50Hz。根据变压器选择手册可选

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择SD40*80*220mm的50Hz铁芯，查得变压器视在功率为3529VA 。本设计采用SD型铁芯，用冷轧取向硅钢薄板 DQ151-35材料，占空系数KC=0.92。求得磁芯截面积SC=K√P/KC=1.2*√3529/0.92=77.49cm2，若选取最大磁密Bm=12000Gs （1）副边绕组

逆变桥输出的SPWM波经过电感滤波后还是有一定的高频分量，一般取Br=80%Bm=0.8*12000GS=9600GS。根据变压器电压关系式U0=4.44fN2BrSC=380V可求得N2≈230。取230匝。 （2）原边绕组

逆变器输出的基波电压理想值为282.84V。两只开关管的压降为4V左右，开关频率fS=7.2kHz，死区设为td=4μs，则死区引起的最大电压损失为

ΔU=fstdUb=7.2*103*4*10-6*282.84=8.12V 式（5.21）

基波电流在滤波电感上的压降为

UL=2πfLI1=2*3.15*50*0.284*10-3=0.724V 式（5.22）

漏感的阻抗压降一般为3%～5%的基波电压，按12V估算，则变压器的原边电压

U1=(400-8.12-0.724-12)=379.2V 式（5.23）

变压器变比为 k=U2/U1=380/379.2=1.00 式（5.24）

N1=N2/k=229.5 式（5.25）

取300匝。

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总 结

通过本次设计，了解当前先进的电力电子技术和电力电子装置技术，加深了课本逆变部分理论知识的理解，掌握了逆变电路的基本设计以及PWM技术。在最初的学习中我们复习巩固了一些相关的基础知识，对诸如电力电子等课程进行了一些总结回顾，进行了对已知基础知识的再综合应用，提高了实际应用能力，也找到我在某些方面的不足，在本次设计前，在本次设计中，查阅许多逆变器方面的资料，有感先进的功率器件及逆变控制器件对电力电子技术进步的推动作用，大大简化设计，极大提高系统的可靠性，达到以往设计无法达到的技术指标。

平时我们只学习了理论知识，没有将理论知识运用于实践中，当然在实验课上，也锻炼了自己的动手能力。可是，毕竟课上时间有限，不能深入的完成实验。课程设计为我们提供了这样的机会。 课设过程中，大家自己独立思考，完成老师布置的题目，学习了很多东西，把自己所学用于实际，课设期间，遇到问题，独立解决或同学在一起讨论，还锻炼了自己独立分析、归纳、解决问题的能力。当然，光靠平时所学的知识完成本次课程设计还是有一定难度的，因此，课设中存在许多障碍，这些阻碍都是我知识点的漏洞，为我敲响了警钟。通过翻阅课本以及查阅资料，我都一一的解决了问题，受益良多。

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致 谢

通过这次课程设计使我明白了光在课本上看懂了是不够的，更应该把在书本上学来的知识应用于实践中，把理论知识与实践相结合起来，从理论中得出结论，才能真正的学到东西，从而提高自己的实际动手能力和独立思考的能力。

在设计的过程中遇到问题，可以说得是困难重重，这毕竟第一次做电力电子的课程设计，难免会遇到过各种各样的问题，同时在设计的过程中发现了自己的不足之处，对以前所学过的知识理解得不够深刻，掌握得不够牢固，通过这次课程设计之后，对所学的知识又巩固了一次。

这次课程设计终于完成了，在设计中遇到了很多问题，在查阅资料和同学帮忙、解答下度过重重难关终于做成！在此，对给过我帮助的所有同学和石老师表示忠心的感谢，通过这两周的电力电子课程设计，我对电压型逆变电路既有了进一步的了解，又对PWM控制技术也有的更深入的认知。刚开始，对很多电路的设计思路都不清楚，但通过不断的查阅资料和同学的帮助，总算学会了如何更好的设计电路选择正确的元器件。

最后，感谢老师的耐心指导和各位同学的大力支持，使我在本次设计中将遇到的问题都解决了，完成了本次课程设计，并从中学习到了更多的知识。

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参考文献

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