新型矿用直流开关电源系统研究
姓名：程旭申请学位级别：硕士专业：检测技术与自动化装置
指导教师：马福昌
20100401
太原理工大学硕士研究生学位论文
新型矿用直流开关电源系统研究
摘 要
随着电子设备在煤矿中的不断发展和应用，煤矿井下的电源由最初的线性电源发展到恒压式开关电源，其质量的好坏直接影响着电子设备的可靠性。开关电源在煤矿行业中扮演着越来越重要的角色，如何能够使开关电源在井下更高效的工作，延长其寿命，可靠性的提高等因素成为电源领域关注的热点。开关稳压电源的调整工作在开关状态，主要的优越性就是变换效率高，可达70%~95%。
经过了解国内外开关电源的发展现状和发展趋势，结合实际应用环境的要求，确保电源在井下使用的安全，提高电源的效率和使用寿命成为设计开关电源必须考虑的因素。提出了一种以恒定电流驱动白光LED的矿用直流开关电源，给矿井下的直流电机车和矿灯供电。
在本论文中，介绍了基于恒流源式的开关电源设计的原理，特别是以白光LED取代以前用的汽车前大灯作为煤矿井下的照明灯具的应用。并具体介绍了开关电源的整体结构，接下来阐述电流控制模式开关电源的工作原理及其优越性。根据具体使用要求进行了电路的总体结构及应用电路设计，采用典型的电流模式PWM控制器的结构，将整体电路划分为六个部分，分别是输入整流部分、逆变部分、过流保护部分、控制电路部分、恒流部分、输出整流部分。接着在此基础上完成了各个子电路的电路的设计及相关重要参数的分析、计算。
本文的创新点在于，将目前煤矿井下使用的线性电源改造为数字开关
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电源，其体积变小，稳定性和工作效率得到了提高；其次，在设计开关电源的过程中引入了数字化的保护电路；同时改造了光源系统。通过实验知：降低了功耗，提高了发光效率。
由于本开关电源系统应用在环境恶劣的煤矿井下，因此在硬件电路设计时，分析了电磁兼容问题，从硬件设计上保证了系统工作稳定性，可靠性较以前得到进一步的提高。
在硬件电路搭建之前，对其进行了理论分析、部分电路的仿真和电路实验，优化了电路主要参数。实验表明在相同的光照强度下，输出功率得到了提高。由于白光LED灯正常工作时需要恒定的电流，而基于恒压式的电源不能提供稳定的工作电流，所以灯光闪烁，不能正常工作。恒流式逆变电源克服了这一缺点。
关键词：开关电源，脉冲调制，白光LED，恒流源，电流控制模式
本论文得到：
山西省自然科学基金项目（2009011059-15）资助教育部博士点基金项目（20091402120006）资助
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ADVANCED DC SWITCHING POWER SUPPLIES
OF MINING SYSTEM RESEARCH
ABSTRACT
With the development and application of electronic devices in the coalmine, the power in the coal mine has been developed from the initial linearpower supply to the switching power supply, its quality directly affects thereliability of electronic devices. Therefore, using the new technology means toimprove the efficiency of switching power supply is an eternal topic. Theswitching power supply is playing an important role in the coal industry. How towork of more efficient, to extend its life, to improve the reliability of powersupply in this field have become the focus of attention. The work of switchingpower supply are adjusted in the on-off state, the main advantage is higherefficiency, up to 70% ~95%.
After the development of switching power supply at home and abroad tounderstand the status quo and development trend, combined with the practicalapplication of environmental requirements to ensure the safety of the powerused in the mining to improve power efficiency and service life design ofswitching power supply must be considered as factors. Presents a constantcurrent white LED driver for mining DC switching power supply to the mineunder the DC power supply locomotives and miner's lamp.
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In this paper, the author describes the design principles of switching powersupply , which is based on the constant current source, especially the carheadlights were instead of white LED as a coal mine lighting applications. ThenI introducd the whole structure of the switching power supply, followed thecurrent control mode switching power supply works and its advantages.According to the specific demand for the whole structure of the circuit andapplication circuit design, using a typical current-mode PWM controllerstructure, the whole circuit is divided into six modules. On this basis, I finishedthe various sub-circuit design and analysis the important parameters related tothe calculation.
The innovation of this paper design digital switching supply instead ofpresent linear supply. It is smaller size, the stability and working efficiency hasbeen raised. Secondly, in the process of switching power supply design, Iintroduce the digital protection circuit. At the same time, the light source systemis transformed. The experiments show that the power consumption is lower,luminous efficiency is improved.
Since the switching power supply system is used in underground coalmines where is worse environment, so the analysis of electromagneticcompatibility problems is imporant for hardware circuit design. Due tohardware design to ensure the stability of the system work, so reliability can befurther raised.
Before hardware circuit were designed, I analysis its theoretical, I did some
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of the circuit simulation and circuit experiment, compulated the mainparameters of the circuit. Experiments shown that in the same light intensity, theoutput power has been improved. As the white LED lights required constantcurrent, while the switching power supply which is based on constant voltagecan not provide a stable operating current, so it lights flashing and can not workproperly. Constant-current-type inverter power overcome this shortcoming.
KEY WORDS:switching power supplying, pulse modulation, white LED,
current source of constant
The paper is sponsored by shanxi Natural Science Foundation andSpecialized Research Fund for the Doctoral Program of Ministry of Education
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第一章 绪论
1.1开关电源的研究意义
电源是电子设备的“心脏”部分，其质量的好坏直接影响着电子设备的可靠性，而且电子设备中的故障80%来自电源，因此，电源越来越受人们的重视[1]。现代电子设备中使用的电源可分为线性稳压电源和数字开关电源两大类。所谓线性稳压电源，就是调整其工作在线性放大区。这种稳压电源的主要缺点是变换效率低，一般只有35%~60%；开关稳压电源的调整工作在开关状态，主要的优越性就是变换效率高，可达70%~95%。
1955年美国罗耶(GH.Roger)发明的自激振荡推挽晶体管单变压器直流变换器，是实现高频转换控制电路的开端，1957年美国查赛(Jen Sen)发明了自激式推挽双变压器，1964年美国科学家们提出了取消工频变压器的串联开关电源的设想，这对电源向体积的减小和重量的下降获得了一条根本的途径。1969年由于大功率硅晶体管的耐压提高，二极管反向恢复时间的缩短等元器件改善，终于做成了25千赫的开关电源[2][3][4]。目前，开关电源以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用于以电子计算机为主导的各种终端设备、通信设备等几乎所有的电子设备，是当今电子信息产业飞速发展不可缺少的一种电源方式。目前市场上出售的开关电源中采用双极性晶体管制成的100kHz，用MOS－FET制成的500kHz电源，虽已实用化，但其频率有待进一步提高。要提高开关频率，就要减少开关损耗，而要减少开关损耗，就需要有高速开关元器件。然而，开关速度提高后，会受电路中分布电感和电容或二极管中存储电荷的影响而产生浪涌或噪声。这样，不仅会影响周围电子设备，还会大大降低电源本身的可靠性。其中，为防止随开关启闭所发生的电压浪涌，可采用R-C或L-C缓冲器，而对由二极管存储电荷所致的电流浪涌可采用非晶态等磁芯制成的磁缓冲器。不过，对1MHz以上的高频，要采用谐振电路，以使开关上的电压或通过开关的电流呈正弦波，这样既可减少开关损耗，同时也可控制浪涌的发生，这种开关方式称为谐振式开关。目前对这种开关电源的研究很活跃，因为采用这种方式不需要大幅度提高开关速度就可以在理论上把开关损耗降到零，而且噪声也小，可望成为开关电源高频化的一种主要方式。当前，
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世界上许多国家都在致力于数兆赫兹(MHz)的变换器的实用化研究。
我国煤矿井下架线电机车通常采用550V或250V电压等级的直流电压通过牵引电网供电，由于目前市面上尚无与550V或250V电压相对应的灯炮，因此，不论是厂家或是在生产现场，一般是通过以下两种方式对牵引电网的电压进行变换，从而形成两种类型的照明信号装置。一种是通过大功率电阻降压后接127V或220V普通白帜灯；一种是采用逆变电源（直流变换器）将550V（250V）直流电压转换成24V（12V）稳定的直流低压，配用抗震、光学性能良好的汽车或拖拉机的前大灯。
LED是Light Emitting Diode（发光二极管）的缩写，半导体发光二极管（LED）是新型的发光体，LED光源因具有低电压驱动、节能、长寿命、安全、响应快、体积小、高亮度、低热量、色彩丰富、视角大、可视距离远、耐振动、不易损坏、符合环保要求、可控等系列独特优点，LED光源比白炽灯节电87%、比荧光灯节电50%，而寿命比白炽灯长20-30倍、比荧光灯长10倍。其已经被广泛应用于指示灯、信号灯、仪表显示、手机背光源、车载光源等场合。LED的光谱几乎全部集中于可见光频段，所以发光效率高，一般人都认为，节能灯可节能4/5是伟大的创举，但LED比节能灯还要节能1/4，LED在照明工程中的运用也已非常普遍，过去10年来，LED在颜色种类、亮度和功率方面都发生了极大的变化。LED以其令人惊叹而欣喜的应用在城市室内外照明中发挥着传统光源无可比拟的作用。LED寿命长达10万小时，意味着每天工作八小时，可以有35年免维护的理论保障。低压运行，几乎可达到100％的光输出，调光时低到零输出，可以组合出成千上万种光色，而发光面积可以很小，能制作成１平方毫米。经过二次光学设计，照明灯具达到理想的光强分布。快速发展的LED技术将为照明设计与应用带来崭新的可能性，这是许多传统光源所不可能实现的。这是固体光源更伟大的改革，被认为是节电降能耗的最佳实现途径，是下一代理想的照明器件。
目前商业化的白光LED光效已达到90-100lm/W左右，预计2年内能达到150lm/W以上，而这并非LED光效的上限，各国的专家都把光效的目标定在200lm/W左右。
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1.2目前开关电源国内外研究动态
型号
KZB250/24-7
项目
额定输入电压额定输出电压输入电压范围输出电压偏离值额定输出电流过流保护值短路电流源 效 应负载效应
具有过流保护功能、故障解除
外形尺寸重 量
250V24V
65%~135%<10%5A<15A<5A<10%<5%自动复位220x150x60mm
2Kg
550V24V
65%~135%<10%5A<15A<5A<10%<5%自动复位220x150x60mm
2KgKZB550/24-7
图1-1煤矿逆变电源(直变器)调宽式
Fig.1-1 Coal power inverter(straight transformer)width modulated type
用于煤矿、冶金、化工等矿山井下或地面架线机车上低压电器（照明灯、电动警笛、通信，报警等电子设备）的供电。
图1-2架线机车用LED双照明灯电喇叭组合
Fig.1-2 Lines of locomotive Dual LED combination lights Electric horn
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本产品为矿用架线机车直变器配套设计，提供架线机车照明及电声警示。在同等情况下，本装置中的照明灯由自聚焦、高亮度、广视角的发光二极管阵组成，其功耗仅是矿用架线机车普通照明产品的1/4，是新一代更新换代产品，在国家支持号召全社会节能的前提下，原先寿命短、功耗大、效率低的老一代照明产品逐渐被淘汰是必然趋势。本装置亮度高、照度远、寿命长、免维护，不仅大大提高了架线机车运行的安全性、可靠性，同时也将减轻维护人员的劳动强度。同时，使用该产品后，将极大延长架线机车直变器的使用寿命。
图1-3架线机车LED红尾灯(架线机车尾灯)
Fig.1-3 Motorcycle LED red taillight wiring (wiring motorcycle taillight)
本产品为矿用架线机车直变器配套设计，提供架线机车车尾警示。本产品由自聚焦，高亮度，广视角的发光二极管阵组成，其功耗仅是矿用架线机车普通照明产品的1/4，是新一代更新换代产品。本产品采用闪烁1秒/次“安全”字符或旋转三角式显示形式，亮度高、照度远、新款醒目、寿命长、免维护，不仅大大提高了架线机车运行的安全性、可靠性，同时也将减轻维护人员的劳动强度。同时，使用该产品后，将极大延长架线机车直变器的使用寿命。
基本指标
供电电压：DC 24V，额定功率：2W（相当于10-15W普通灯），闪烁1秒/次，警示距离≥100m。
1、采用大功率电阻降压式电源存在的问题
(1)效率低，降压电阻要消耗掉大量电能。
(2)普通白帜灯的使用电压较高，灯丝细长而其机械强度低，耐震性能差，损坏率很高，同时也不利于现场管理。
(3)白炽灯泡形体结构的设计分聚光型和散射型两种，前者灯丝结构紧凑，位置要求严格，适合安装在相应规格的聚光罩中，由于灯罩设计成抛物线形状可将灯光反射到前方，在一定范围内得到良好的照明效果。如：车用前大灯、放映灯泡及探照灯等。
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而后者的设计只适合灯泡自身发散射到周围，其灯丝的结构及安装位置也不同于聚光型，如普通照明用的白帜灯泡等。目前机车用的前大灯都是后者，这显然是不合理的。
(4)由于受煤矿井下环境条件差、运输巷道长、轨道连接不好、网络泄漏电流严重等不利因素影响，导致不同区域的供电电压随机车运行负荷的轻重，以及距牵引交流所距离的远近不同而波动，其波动范围为-15%~+20%，无稳定装置的白炽灯泡在电压高时经常出现烧坏灯泡现象；在电压低时光照度又低，容易诱发行车事故。2、采用逆变电源照明方式的优缺点
(1)移植汽车的前大灯总成，具有良好的聚光特性和耐震性，能够满足煤矿井下电机车的使用要求；
(2)逆变电源转换效率较高，一般在80%以上，节能效果较好；
(3)逆变电源输入端接入的电解电容不合理。由于网络电压高（最高达700V），加上运行时集电弓与架线的接触又始终处于接触不稳定状态，而引起频繁的充放电，使输入熔丝烧断或输入电路部分损坏；
(4)逆变电源的关键器件－开关变压器通常采用两只，每只变压器流过的电流是单方向的。它们工作在第一象限内，即只利用了磁芯容量的一半。因而磁芯利用率低，并且由于磁材质量不好，频率难以做高，磁芯损耗往往很大。上述因素决定了在逆变电源中变压器的数量多、体积大、重量重。由于体积及重量因素的存在，防震性能往往很差，这也是故障率高的原因之一；
(5)逆变电源的稳压原理是靠控制开关管的R、C参数、导通周期而达到稳压的目的。因此，这种电路在工作时频率是不断变化的，正常时为20kHz，空载时达1600kHz以上，易导致开关管内部损耗过大造成击穿而损坏；
(6)逆变电源的关键器件－开关管的质量问题。据调查，市售高反压开关管存在着同一型号在形态、管壳材料、颜色、性能参数等都有较明显差异的情况有的售价仅几元钱，这样的开关管用于逆变电源上肯定是不行的；
(7)结构方面。逆变电源装在机车上，由于轨道的铺设质量及机车行驶速度，使内部电子元件脱焊，损坏印制板焊盘，导致电源损坏，也是其损坏原因之一。3、新型JND－550（250）型逆变电源装置
新型逆变电源装置技术性能指标
额定输入电压：直流550V或直流250V；允许波动范围：直流440V~660V（550V
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时）；直流210V~300V（250V时）；输出电压：直流24±1V或直流12±1V。4、逆变电源装置采用的主要技术措施
(1)采用高质量的金属化纸介无极性电容器，来替代输入端的电解电容器。开关的冲击状态明显降低，也可选用更小的熔丝，从而提高整机工作的安全性[4]。另外，这种电容器容量稳定，热稳定也好，无电感特征，使用寿命长，并且有安装固定脚，其耐震性能明显优于电解电容器。
(2)采用一只开关变压器，由两个开关管轮流导通，在原边分别流过不同的励磁电流，这样副边感应出不同极性的电压，然后整流输出。这样就充分提高了磁芯的利用率，减小了体积，使电路更为合理、紧凑。
(3)选用新型高频开关变压器的磁性材料。在给定的工作频率下，选择具有较小的铁芯损耗及较高的饱和磁感应强度和电阻率的磁性材料。体积小，成本低，是选择的关键。故我们选用日本TDK公司最新推出的第三代铁氧体作为逆变电源的开关变压器磁芯，其性价比较为理想。
(4)自激式直流逆变电源经过一定的技术处理，其本身是能达到自动稳压的，但这种工作方式的稳压特点使变换器开关工作频率随输入电压和输出电流的变化而变化。即在输出电压或输出电流减小时其工作频率会增高，尤其在直流变换器空载情况下(如车灯损坏、断线、前后车灯转换瞬间等)，其工作频率是正常工作电压和满载情况下的8倍以上，极易造成晶体管击穿而损坏。为此，我们采取了后置式稳压电路，即将架线网络的输入电压，经DC－DC变换电路变为相应的低压电路，然后在低压电路部分再另设稳压电路。这样做就能将DC－DC变换电路的工作频率设计在最佳状态上，可以长期空载而不损坏电路。
(5)在结构方面也进行了优化设计，其特点是：①增加印制板的机械强度，并增大焊盘面积；②对体积较大的元器件采用胶垫、胶封固定以增加耐震强度；③整机壳体置于带有防震装置的固定架中，即使在剧烈的颠簸中，电源装置也能工作稳定，状态良好；④尽可能使设备小型化，以保证其具有较坚固的结构和较高的固有频率，减小惯性力，提高抗震动和冲击能力；⑤做好元器件的密封防潮处理。
以上措施保证了逆变电源装置在煤矿井下潮湿、多尘环境及电机车剧烈颠簸情况下都能可靠地运行。不仅可为电机车的道路照明、红尾灯提供稳定的低压电源，还可
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为警号电笛、载波通讯等提供能量。经过3个多月的工业性试验，除个别元件因焊接质量不好造成脱焊故障之外，该逆变电源装置全部运行正常，性能稳定，效果较为满意。同时现场使用人员一致反映，该逆变电源装置设计结构合理，安装维修及使用方便，操作灵活，工作安全可靠，适应煤矿井下潮湿、多尘、频繁强烈的冲击震动及电网电压大幅度波动等恶劣环境，解决了长期以来架线电机车照明装置性能质量与井下生产条件不相适应的难题，对提高井下电机车的运输效率、减少电机车运输事故、保障人身安全等具有十分重要的积极作用。
1.3几种类型电源的比较
1.3.1线性电源的原理
线性电源主要包括工频变压器、输出整流滤波器、控制电路、保护电路等。线性电源是先将交流电经过变压器变压，再经过整流电路整流和滤波得到稳定的直流电压；然而，要达到高精度的直流电压，必须经过电压反馈来调整输出电压，这种电源技术现在已经很成熟，可以达到很高的稳定度，波纹也小，而且没有数字开关电源具有的干扰与噪音[1]。但是它的缺点是需要庞大而笨重的变压器，所需的滤波电容的体积和重量也相当大，而且有些电容在市场上很少见，需要专门去厂家定做，电压反馈电路是工作在线性状态，调整管上有一定的电压降，在输出较大工作电流时，使调整管的功耗太大，转换效率低，需要安装很大的散热片。这种电源不适合计算机等设备的需要，将逐步被数字开关电源所取代。1.3.2开关电源的原理
开关电源主要包括输入电网滤波器、输入整流滤波器、逆变器、输出整流滤波器、控制电路、保护电路。它们的功能是：
1、输入电网滤波器：消除来自电网，如电动机的启动、电器的开关、雷击等产生的干扰，同时也防止开关电源产生的高频噪声向电网扩散。
2、输入整流滤波器：将电网输入电压进行整流滤波，为第一级变换器提供直流电压。3、逆变器：是开关电源的关键部分。它把直流电压变换成高频交流电压，并且起到将输出部分与输入电网隔离的作用。
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4、输出整流滤波器：将变换器输出的高频交流电压整流滤波得到需要的直流电压，同时还防止高频噪声对负载的干扰。
5、控制电路：检测输出直流电压，并将其与基准电压比较，进行放大调制振荡器的脉冲宽度，从而控制变换器以保持输出电压的恒定。
6、保护电路：当开关电源发生过电压、过电流短路时，保护电路使开关电源立刻停止工作以保护负载和电源本身，避免造成不必要的损失。
开关电源是将交流电先整流成直流电，再将直流逆变成交流电，再整流输出成所需要的直流电压。这样开关电源省去线性电源中的大体积变压器，以及电压反馈电路。而开关电源中的逆变电路完全是数字调整，同样能达到非常高的调整精度。
开关电源的主要工作原理就是上桥和下桥的MOS管轮流导通，首先电流通过上桥MOS管流入，利用线圈的存储功能，将电能集聚在线圈中，最后关闭上桥MOS管，打开下桥的MOS管，线圈和电容持续给外部供电。然后又关闭下桥MOS管，再打开上桥让电流进入，就这样重复进行，因为要轮流开关MOS管，所以称为开关电源[5]。
开关电源，它的功率器件工作在开关状态(一开一关，频率非常快，一般的平板开关电源频率在100～200kHz，模块电源在300～500kHZ)。这样它的损耗就很小，效率也就比较高，对变压器也有了更高的要求；要用高磁导率的材料来做，它的变压器就是体积变小，其效率为80%～90%。美国最好的VICOR模块高达99%，开关电源的效率高、体积小，但是和线性电源比它的纹波，电压电流调整率就大打折扣了。开关电源的主要优点：
体积小、重量轻(体积和重量只有线性电源的20～30%)、效率高(一般为60～70%，而线性电源只有30～40%)、自身抗干扰性强、输出电压范围宽、模块化。开关电源的主要缺点：
但是由于逆变电路中会产生高频电压，对周围设备有一定的干扰。需要良好的屏蔽及接地。
1.3.3线性电源与开关电源的区别
线性电源的调整管工作在放大状态，因而发热量大，效率低(35%左右)，需要另加体积庞大的散热片，而且还需要同样也是大体积的工频变压器，当要制作多组电压输出时变压器会更庞大[6]。开关电源的调整管工作在饱和和截至状态，因而发热量小，效率高(75％以上)而且省掉了大体积的变压器。但开关电源输出的直流上面会叠加较
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大的纹波(50mV at 5V output typical)，在输出端并接稳压二极管可以改善其叠加的纹波的质量，另外由于开关管工作是会产生很大的尖峰脉冲干扰，也需要在电路中串联磁珠加以改善。相对而言，线性电源就没有以上缺陷，它的纹波可以做的很小(5mV以下)。对于电源效率和安装体积有要求的地方用数字开关电源为佳，对于电磁干扰和电源纯净性有要求的地方(比如电容的漏电检测)多选用线性电源。另外当电路中需要作隔离的时候现在多数用DC－DC来做对隔离部分供电(DC-DC从其工作原理上来说就是数字开关电源)。还有，开关电源中用到的高频变压器可能绕制起来比较麻烦，甚至需要专业人员来绕制。
1.3.4线性电源，可控硅电源，开关电源电路的简单比较
关于电路的结构，究竟是线性电源，可控硅电源还是开关电源，要看具体场合，做到具体问题具体分析。这三种电路，国际国内都在大量使用，各有各的特点。可控硅电源，以其强大的输出功率，使线性电源和开关电源都无法取代。线性电源以其精度高，性能优越而被广泛应用。开关电源因省去了笨重的工频变压器而使体积和重量都有不同程度的减少，减轻，也被广泛地应用在许多输出电压、输出电流较为稳定的场合。
1、可控硅电源的电路结构如下：
图1-4可控硅电源的电路结构Fig.1-4 SCR power supply circuit
通俗的说，可控硅是一个控制电压的器件，由于可控硅的导通角是可以用电路来控制的，因此随着输出电压Uo的大小而变化，可控硅的导通角也随其变化。加在主变压器初级的电压Ui也随之变化。
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图1-5 当输出电压较高时可控硅导通角较大，Ui高
Fig.1-5 The higher output voltage,the larger SCR conduction angle, Ui is high
也就是220V的市电经可控硅控制后只有一部分加在主变压器的初级线圈上。当输出电压Uo较高时，可控硅导通角较大，大部分市电电压被可控硅“放过来了”(如图1-5所示)，因而加在变压器初级的电压，即Ui较高，这当然经整流滤波后输出电压也就比较高了。而当输出电压Uo很低时，可控硅导通角很小，绝大部分市电电压被可控硅“卡断了”(如图1-6所示)，只让很低的电压加在变压器初级，即Ui很低，这当然经整流滤波后输出电压也就很低了。
图1-6当输出电压较低时可控硅导通角较小，Ui低
Fig.1-6 The lower output voltage,the smaller SCR conduction angle, Ui is low
2、线性电源的主电路如下：
图1-7线性电源的主电路图Fig.1-7 The main circuit of linear power
线性电源实际上是在可控硅电源的输出端再串联一只大功率三极管(实际是多只并联的)，控制电路只要输出一个小电流到三极管的基极就能控制三极管输出大的电流，
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使得电源系统在可控硅电源的基础上又稳压一次，因而这种线性稳压电源的稳压性能要优于开关电源或可控硅电源1~3个数量级。但功率三极管(亦称调整管)上一般要占用10伏电压，每输出1安培电流就要在电源内部多消耗10瓦功率，例如在500V/5A电源，在功率管上的损耗为50瓦，占其输出总功率的2%，因而线性电源的效率要比可控硅电源稍低。
3、开关电源的主电路如下：
图1-8开关电源的主电路图
Fig.1-8 The main circuit of switching power supply
由电路可以看出，市电经整流滤波后变为311V高压，经K1~K4功率开关管有序工作后，变为脉冲信号加至高频变压器的初级，脉冲的高度始终为311V。当K1、K4开通时，311V高压电流经K1正向流入主变压器初级，经K4流出，在变压器初级形成一个正向脉冲；同理，当K2、K3开通时，311V高压电流经K3反向流入主变压器初级，经K2流出，在变压器初级两端形成一个反向的脉冲。这样，在变压器次级就形成了一系列的正反向脉冲，经整流滤波后形成直流电压。当输出电压Uo较高时，脉冲宽度就宽，当输出电压Uo较低时，脉冲宽度就窄，因此实际上开关管是一个控制脉冲宽窄的装置。
1.4本文工作
随着近年来各种开关电源的广泛应用，特别是开关电源在煤矿井下的应用。由于煤矿井下环境的恶劣和复杂，其应用对电源的要求也越来越高。确保电源在井下使用的安全，提高电源的效率和使用寿命成为设计开关电源必须考虑的因素。
本文所设计电路就是在这种背景下考虑设计的，要求设计一种以恒定电流驱动白光LED的矿用直流开关电源，给矿井下的直流电机车和矿灯供电。要求能在24V的电源电压下以恒定电流驱动最多达13个的串联或并联的白光LED，输出电流0mA～20mA可调；具有结构简单，体积小、应用灵活和效率高等特点。
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本文从系统的角度出发选择本电路所需的电路结构及应用环境，确定所需模块功能及其参数指标，然后根据提出要求，详细分析设计各子电路并进行实验，再对整个设计出的系统电路进行功能验证和性能仿真，确定电路能满足设计要求。最后，还对开关电源中的纹波系数进行了介绍和测量。
本文主要做了以下方面的研究：
(1)目前煤矿井下使用的开关电源都是基于恒压式的，使用的照明灯具是汽车前大灯，工作时需要的功率在200W以上，然而这些光能大多都已热能的形式损耗掉了，发光效率低，使用的寿命在井下仅仅三个月，为了克服这些缺点，设计了基于恒流源式的开关电源用于煤矿井下，通过分析白光LED的发光特性，用白光LED取代汽车前大灯，通过实验数据知：使用基于恒流源式的开关电源和负载使用白光LED，发光效率比基于恒压源式的开关电源大大提高了，而且工作稳定。
(2)采用同一变压器来驱动高低端MOSFET电路。该电路使用一种更加对称的方式来驱动MOSFET，用同一个变压器来驱动高低端MOSFET。它的作用是在MOSFET关断状态，栅极驱动电压为负，而当导通状态时，栅极驱动电压为正，这改善了关断特性并提供了更大的余量，保证在同一时间两个MOSFET不会同时导通。
(3)用MIC5158作为控制器设计了恒流源电路。该电路的输出电流主要取决于MIC5158内部的35mv基准电压源与外加限流RS，关系式为：Iout=35mv/RS，该电路能承受相对差的输入精度，这是因为它对35mv的门限无法进行外部修整。
(4)过压、过流保护电路采用UC2842芯片，其第2脚接地，反馈控制电路由TL431光耦，偏置电阻组成，采样的电压是输出电压5V。假如输出电压高，则取样电压与基准电压2.5V差值就增大，使得TL431的阴极K电位降低，则流过光耦中的二极管电流IF增大，光亮度增强，补偿到UC2842的第1脚电流增大，促使调节其内部PWM比较器的占空比，使其减小，从而使得输出电压降低，得到稳压目的。
(5)逆变电路的设计采用TL494作控制的单端PWM降压型开关稳压电路。芯片脚5、脚6决定开关电源的开关频率。其片内误差放大器(EA1)的同相输入端(脚2)通过5.1千欧电阻(R24)接入反馈信号，从后级线性稳压电路得到分压。开关管采用MOSFET型大功率晶体管。详细电路见附录一。
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第二章 开关电源的总体设计与调试
2.1系统总体设计框架
系统分为三大部分，主电路、逆变电路、检测电路，如图2-1所示。目前这一部分已经实现。在煤矿上，负载使用的是汽车的前大灯，煤矿用照明逆变电源，主要用于给井下电机车运行中的照明和提示电笛供电，供电电压要求是稳定直流12V或24V；照明用灯具为原汽车前大灯，功率为90W左右两只；电笛为汽车用蜗牛喇叭，功率为45W左右；所以要求的逆变电源功率应在200W以上，才能保证系统正常工作。现在的问题是如何降低使用设备的功率，提高其可靠性，延长使用寿命。
经过这段时间的调研，白光LED灯的诸多优点使我们想起是否可用LED灯来替换照明用的灯具原汽车前大灯，这样不仅可以提高发光的转换率，而且还能提高电源的寿命和可靠性。
DC660v一次滤波逆变电路推挽形式高频变压器输出整流二次滤波DC24v辅助电源驱动电路（TL494PWMPI调节器功率因素校正电路图2-1电压源直流逆变电源Fig.2-1 DC Voltage Source Inverter
2.2 TL494控制电路介绍
TL494，是一种数字开关电源脉宽调制(PWM)控制芯片。
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2.2.1历史和现状
TL494于20世纪80年代初由德州仪器(Texas Instruments)公司设计并推出，推出后立刻得到市场的广泛接受并在众多电路设计中得以运用，尤其是在PC机的ATX半桥电源上的应用。直到今日，仍然有相当比例的PC机开关电源是基于TL494芯片的。多年来，作为最廉价的双端PWM芯片，TL494在双端拓扑，如推挽和半桥中应用最多。由于其较低的工作频率和单端的输出端口特性，它常常配合功率双极性晶体管(BJT)使用，如用于配合功率MOSFET时，则需外加电路[7]。
TL494如今已成为一种工业标准芯片，很多家集成电路厂商都生产它。它也被命名为其他型号，如飞兆(Fairchild，又称仙童)公司将它的TL494兼容芯片命名为KA7500。
虽然TL494的架构被历史证明极为优秀，但由于其老旧的工艺、低频率、以及缺乏新的节能特性，它在高端市场正面临着被淘汰。至2008年，几乎没有售价高于人民币300元的开关电源使用TL494作为主控芯片了，尽管情况这样，但在低端、中端市场仍然大量采用TL494[8]。2.2.2主要特征
集成了全部的脉宽调制电路；
片内置线性锯齿波振荡器，外置振荡元件仅两个(一个电阻和一个电容)；内置误差放大器；内置5V参考基准电压源；可调整死区时间；
内置功率晶体管可提供500mA的驱动能力；推或拉两种输出方式。2.2.3工作原理1、5V基准源
TL494内置了基于带隙原理的基准源，基准源的稳定输出电压为5V，条件是Vcc
电压在7V以上，误差在100mV之内。基准源的输出引脚是第14脚REF。2、锯齿波振荡器
TL494内置了线性锯齿波振荡器，产生0.3～3V的锯齿波。振荡频率可通过外部
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的一个电阻Rt和一个电容Ct进行调节，其振荡频率为：f=1/RtCt，其中Rt的单位为欧姆，Ct的单位为法拉。锯齿波可以在Ct引脚测量到。3、运算放大器
TL494内部集成了两个单电源供电的运算放大器。在一般电源电路中，运放接成闭环运行。少数特殊情况下使用开环，由外界输入信号，两个运放的输出端分别接一个二极管和COMP引脚以及后级电路(比较器)相连接，这保证了两个运放中较高的输出进入后级电路。4、比较器
运算放大器输出的信号(COMP引脚)在芯片内部进入比较器正输入端，它和进入负输入端的锯齿波比较。当锯齿波高于COMP引脚的信号时，比较器输出0，反之则输出1。5、脉冲触发器
脉冲触发器在锯齿波的下降沿且比较器输出为1时导通，令两个中的一个输出端(依次轮流)片内三极管导通，并在比较器输出降到0时截止。6、静区时间比较器
静区(直译死区)时间由Dead Time Control引脚4设置，它通过一个比较器对脉冲触发器实行干扰，限制其最大占空比。可设置的每端占空比上限最高为45%，在工作频率高于150kHz时占空比上限是42%左右。(当DTC引脚电平被设为0时)在恒定频率的PWM通断中，控制开关通断状态的控制信号是通过一个控制电压Uvom与锯齿波相比较而产生的。控制电压则是通过偏差(即实际输出电压与其恒定值之间的差值)获得的。锯齿波的峰值固定不变，其重复频率就是开关的通断频率。在PWM控制中，以频率保持不变，频率范围为几千赫到几百千赫。当放大的偏差信号电平高于锯齿波的电平时，比较器输出高电平，这以高电平的控制信号导致开关导通，否则，开关管处于关断状态。当后级反馈电压高于TL494的基准电压5V时，片内误差放大器EA1输出电压增加，将导致外接晶体管T和TL494内部T1、T2管的导通时间变短，使输出电压下降到与基准电压基本相等，从而维持输出电压稳定，反之亦然。
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14DTime1532-IN2E2feedback-IN1E15Vrefop ctl16413+IN2vccC2C112118109156图2-2 TL494引脚图Fig.2-2 The diagram of TL494 pin图2-3 TL494内部电路方框图Fig.2-3 TL494 internal circuit block diagram16
7GND+IN1CrRr太原理工大学硕士研究生学位论文
表2-1 TL494参数Tab.2-1 TL494 parameter
名 称工作电压集电极输出电压集电极输出电流放大器输入电压范围
功耗热阻工作结温工作环境温度TL494BTL494CNCV494B额定环境温度
代 号VCCVC1,VC2IC1, IC2
VIRPDRJNTJTA
极限值4242500-0.3~+42100080125-40~+1250~70-40~+85-40~+12540
O单 位VVmAVmWC/W
O
CC
O
TA
OC
R20100k+C16103D7R2610k1413GNDR1510k16+IN2R17510R16510R1933k15TL49412vcc11C28C1E210DTime5Vrefop ctlC14'104GND+C15100u-IN2R2510kR243303feedback4CrRrR2333kC22103C211032-IN1+IN1GNDE19R31330R30R283303301567R29330C20103C18415102R21330R2227u100KR271MGNDGND图2-4 TL494控制电路图Fig 2-4the diagram of TL494 control circuit17
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2.3白光LED简介
白光LED是一种半导体照明器件，随着其研发技术日新月异地进步，大功率白光LED将以其寿命长、响应时间短、节能、环保、结构牢固、可靠性好等诸多显著优势逐步被应用于日常照明领域，以替代白炽灯、荧光灯和高压气体放电灯等传统光源[9]。但是由于白光LED正向伏安特性非常陡，要对供电比较困难，由二极管的伏安特性曲线知，白光LED工作电压的较小波动就会导致工作电流的急剧变化，这将直接影响到其寿命、光功率、光通量、可靠性以及光线色温等，从而达不到实际使用要求。因此保证白光LED正常可靠地工作，其驱动电路的设计至关重要。本文设计的驱动电路采用恒流源驱动可以实现更为精准、可靠地调节和控制。1、白光LED的伏安特性
LED伏安特性的数学模型可以表示为：VF =Vturn2 on + RS F + ΔVF /ΔT ( T - 25℃)式中，Vturn2 on是LED的启动电压，RS表示伏安曲线的斜率，F表示LED的正向电流，T表示环境温度，△VF /△T是LED正向电压的温度系数，对于大多数LED而言，它的典型值为-2V/℃。从LED的伏安曲线及数学模型看，在一定的环境温度条件下LED在正向导通后其正向电压的细小变动将引起LED电流很大的变化。2、白光LED温度特性
白光LED的正向电流的大小也是随温度变化而变化的[27]，白光LED的工作电流一般在20mA左右，当环境温度一旦超过50℃，白光LED的允许正向电流会大幅度降低而达不到正常发光亮度所需的工作电流，在此情况下如果仍旧施加大电流，很容易使白光LED老化。3、白光LED的光学特性
光源的光通量是指单位时间内通过4π立体角的可见光能量[27]，白光LED的电流伏安特性如图2-5所示，可以看出，随着电流的增加，LDE的电压呈非线性增加，并逐渐趋于饱和。其原因主要是因为随着电流及时间的增大，大功率照明LDE芯片内部将温度上升，发生在p－n结结区的载流子复合几率下降，造成LED发光效率降低。
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伏安特性曲线3.5电压/V3.43.33.23.13.02.92.82.72.60510152025 data1 data2 data33035电流/mA图2-5伏安曲线
Fig.2-5The curve of voltage-current
40302010020406080100图2-6温度电流变化曲线
Fig.2-6The curve of Temperature and current
2.4 DC-DC转换电路设计
DC-DC变换器（其输入和输出共地），常称为“三端开关调整器”。
开关调整器与相应的线性调节不同，它调节时使用的是开关技术而不是线性技术，者就可得到较高效率和较宽的电压范围。还有，线性调整器的输出电压总是低于电源电压，但开关调整器提供的输出电压可以等于、低于、高于或与输入电压反极性。使用此电路的目的在于最大限度地降低电路的功耗，同时，为下一级提供一个稳定的
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直流电压。它的电路图如 2-7所示：
R20100k+C16103D7R2610k1413GNDR1510k16+IN2++C1750uR17510R16510R1933k15TL49412vcc11C28C1DTime5Vrefop ctlC14'104GNDC15100u4Q38050Q48050-IN2E2E1109R2510kR2433032feedback+IN1GNDR31330R2333kC21103C22103C20103-IN1R30CrRrR283303301567R29330D5Q58550Q68550D6C18R27R2227u1M100K415102R21330D4GNDGNDGND图2-7 DC—DC控制电路图Fig.2-7 The diagram of DC-DC control circuitDC－DC电路为有核心芯片TL494作控制的单端PWM降压型开关稳压电路。图2-7中R27与C18决定开关电源的开关频率。电阻R20作为限流保护电阻用。其片内误差放大器(EA1)的同相输入端(脚2)通过5.1千欧电阻(R24)接入反馈信号，从后级线性稳压电路得到分压。开关管采用MOSFET型大功率晶体管。工作原理：在恒定频率的PWM通断中，控制开关通断状态的控制信号是通过一个控制电压Uvom与锯齿波相比较而产生的。控制电压则是通过偏差(即实际输出电压与其整定值之间的差值)获得的。锯齿波的峰值固定不变，其重复频率就是开关的通断频率。在PWM控制中，这以频率保持不变，频率范围为几千赫到几百千赫[10]。当放大的偏差信号电平高于锯齿波的电平时，比较器输出高电平，这是以高电平的控制信号导致开关管导通，否则，开关管处于关断状态。当后级反馈电压高于TL494的基准电压5V时，片内误差放大器EA1输出电压增加，将导致外接晶体管T和TL494内部T1、T2管的导通时间变短，使输出电压下降到与基准电压基本相等，从而保证输出电压稳定，反之亦然。恒压差控制模块在DC－DC转换电路和线性稳压电路间采用恒压差控制，即通过反馈时，DC－DC20
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变换电路输出电压与线性稳压输出电压差值恒定，这样，既可保证线性稳压电路所需的电压差，又降低了线性稳压电路低压输出的损耗，提高了稳压模块的整体效率。而且，在整个模块输入电压发生较大幅度变化时也能够进行高精度的稳压，产生的纹波也会因此大大降低。
在这一模块电路中，还接有软启动电路，在开关机时，对产生过冲现象有相当大程度上的抑制。同时，通过控制DC-DC变换器的脉宽，可实现过热，过流保护。
2.5过压与过流保护电路
PMW芯片是UC2842，其第2脚接地，反馈控制电路由TL431光耦，偏置电阻组成，采样的电压是输出电压5V。假如输出电压高，则取样电压与基准电压2.5V差值就增大，使得TL431的阴极K电位降低，则流过光耦中的二极管电流IF增大，光亮度增强，补偿到UC2842的第1脚电流增大，促使调节其内部PWM比较器的占空比，使其减小，从而使得输出电压降低，得到稳压目的。
接输入R39330R401kR6100D2'D2''1B3/1B3/2J1PC817C8105100kR4112compVFBVref8UC2842VccoutputC725u+7634Isensert/ctR4310kMTP3N1200528C10GND5C41104C42104R4210kR4420kC11220E图2-8过载和短路保护电路图Fig.2-8the diagram of overload and short circuit protection circuit用UC2842做的开关电源的典型电路见图2-8。过载和短路保护，一般是通过在开关管的源极串一个电阻(R4)，把电流信号送到2842的第3脚来实现保护。当电源过载时，2842保护动作，使占空比减小，输出电压降低，2842的供电电压Vaux也跟着降低，当低到2842不能工作时，整个电路关闭，然后靠R1、R2开始下一次启动过程。这被称为“打嗝”式(hiccup)保护。在这种保护状态下，电源只工作几个开关周期，然后进入很长时间(几百ms到几s)的启动过程，平均功率也很低，即使是长时间输出短路也不会导致电源的损坏。由于漏感等原因，有的开关电源在每个开关周期有很大的开关21
2R7100k太原理工大学硕士研究生学位论文
尖峰，即使在占空比很小时，辅助电压Vaux也不能降到足够低，所以一般在辅助电源的整流二极管上串一个电阻(R3)，它和C1形成RC滤波，滤掉开通瞬间的尖峰。仔细调整这个电阻的数值，一般都可以达到满意的保护。使用这个电路，必须注意选取比较低的辅助电压Vaux，对2842一般为13~15V，使电路容易保护[11]。
图2-9 UC2842方框图Fig.2-9 UC2842 Block Diagram
2.6光电耦合器及稳压反馈
光电耦合器经常用来将副边输出电路的信号输入的原边控制电路，而不会影响原副边之间的电气隔离。
开关电源的稳压反馈通常都使用TL431和PC817，如输出电压要求不高，也可以使用稳压二极管和PC817，它能够非常方便地提供一个带电气隔离的信息连接。
德州仪器公司生产的是一个有良好的热稳定性能的三端可调分流基准源，它的输出电压用两个电阻就可以任意地设置任何值。在很多应用中可以用它代替齐纳二极管，例如，数字电压表、运放电路、可调压电源、开关电源等等。
图2-10 TL431的器件符号Fig.2-10 TL431 device symbols
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上图是该器件的符号。3个引脚分别为：阴极（CATHODE）、阳极（ANODE）和参考端（REF）。TL431的具体功能可以用如下图的功能模块示意。
CATHODEREFARQVrefANODE图2-11 TL431功能模块示意Fig.2-11 TL431 function and module to indicate由图2-11可以看到，VI是一个内部的2.5V基准源，接在运放的反相输入端。由运放的特性可知，只有当REF端(同相端)的电压非常接近VI(2.5V)时，三极管中才会有一个稳定的非饱和电流通过，然而随着REF端电压的微小变化，通过三极管的电流将从1到100mA变化。当然，该图绝不是TL431的实际内部结构，所以不能简单地用这种组合来代替它。但如果在设计、分析应用TL431的电路时，这个模块图对开启思路，理解电路都是很有帮助的。VbattR110kR433kVoR220kQTL4315VR3100k图2-12 TL431的典型电路Fig.2-12 TL431 typical Circuit
许多开关电源采用将直流输出反馈到原边脉宽调整器的负反馈控制环路，以维持输出电压稳定。光电耦合器处于负反馈环路，并且由于负反馈的作用是传输比变化的
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影响减弱，因此闭环增益几乎保持恒定。有的电路设计中增加提升低频增益电路，用一个电阻和一个电容串接于控制端和输出端，来压制低频(100Hz)纹波和提高输出调整率，即静态误差，牡电就是提升相位，要放在带宽频率的前面来增加相位裕度，具体位置要看其余功率部分在设计带宽处的相位是多少，由经验知如果电阻和电容的频率越低，其提升的相位也就越高，最大只有90度，但其频率很低时低频增益也会减低，一般放在带宽的1/5处，约提升相位78度。
流过U1-A的电流Ic应在2－6mA之间，开关脉宽调制是线性变化，因此PC817三极管的电流Ice也应在这个范围变化。
图2-13 PC817集射电压Vce与正向电流If的关系
Fig.2-13 The relationship of between PC817 set fire voltage and the forward current
为了在各种条件下确保能够维持充分控制，光电耦合二极管的驱动电路应有足够的驱动电流余量，以补偿许多可能会发生在不同器件之间的参数变化的影响以及可能会随着使用时间的增长而发生传输比的降低。
2.7 恒流源电路
由MIC5158作为控制器的简单电路如2-14图所示。该电路的输出电流主要取决于MIC5158内部的35mv基准电压源与外加限流RS，关系式为：Iout=35mv/RS，该电路能承受相对差的输入精度，这是因为它对35mv的门限无法进行外部修整，R1和R2的作用只能把输出电压篏到最大值。
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图2.14 MIC5158芯片内部电路
Fig.2-14 Block Diagram with External Components
5vRSC20.1u765432C2+C2-VcpGNDFLAGFD/5VC1+C1-VddIC18910111213C10.1uIRZ44GDS1EAMIC5158EN14R1100kR210k图2-15 恒流源电路原理图Fig.2-15 The diagram of constant current source circuit25
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图2-16恒流源电路PCB图
Fig.2-16 The diagram of constant current source circuit PCB
恒流驱动与散热的考虑
就电子系统设计而言，工程师在设计LED恒流驱动电路时首先要了解LED的恒流参数。目前LED芯片的制造商很多，国内外LED的差异主要在于相同电参数的情况下，流明数可能不同，因此设计工程师要清楚地认识到LED功率并不是决定发光效率的唯一参数。例如，同样是1W的LED，有的LED可以达到40流明的亮度，而有的只能达到20流明的亮度，这是因为LED光学效率还取决于材料和制作工艺等诸多环节。
有些设计工程师为提高发光效率而采取加大驱动电流的办法[12]，例如，对于同一颗1W LED，加大驱动电流后，亮度可以从20流明提高到40流明，但是LED的工作温度也相应升高了。当灯发热的温度一旦超过LED的限温点，就会影响LED的寿命和可靠性，这是设计恒流驱动过程中需要注意的重要问题。
此外，LED照明系统的光学效率不仅仅取决于LED恒流驱动方案，还与整个系统的散热设计密切相关。为缩小体积，某些LED恒流驱动系统将LED驱动电路与散热部分贴近设计，这样容易影响可靠性，使其不能够正常工作。
一般来说，LED照明系统的热源基本就是LED灯本身的热源，热源太集中会产生热损耗，因此LED驱动电路不能与散热系统紧贴在一起。建议采取下列散热措施：LED灯采用铝基板散热；功率器件均匀排布；尽可能避免将LED驱动电路与散热部分贴近设计；抑制封装至印刷电路基板的热阻抗；提高LED芯片的散热顺畅性以降低热阻抗。
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2.8开关电源调试中存在的问题及解决方案
当把白光LED灯接到恒压源逆变电源直流24V输出时，发现白光LED灯一直闪烁，根本不能正常工作，这是因为：
1、白光LED的通电电流将影响其波长变化；
2、当LED工作在电流为10mA到30mA区域，LED两端的电压发生微小变化时，电流将发生较大变化；
3、LED的承受电流范围随温度的升高而变小。为了使白光LED长期稳定工作，采取下列措施：
(1)拉开两个LED的间距，达到散热目的；
(2)采用恒流供电，使白光LED波长和亮度处于恒定状态。
403020100
20406080100图2-17温度电流变化曲线
Fig.2-17 The curve of Temperature and current
由上述分析可以得出，为了使LED维持在固定亮度和色彩发光，并且延长其工作寿命，正向电流必须维持在一个稳定值，因此采取恒流措施来保证LED的稳定工作。
最后设计要达到的完整方框图如图2-18所示：
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恒压源式的逆变电源恒流源电路LED灯图2-18恒流源逆变电源完整模块Fig.2-18 Current source inverter module
输入DC660V整流滤波逆变部分二次滤波整流电压输出恒流源电路过载短路保护电路图2-19开关电源系统框图
Fig.2-19 Block diagram of switching power supply system
门极电源负载电源T1Q38050R32Q1Q48050至负载R33接494的9脚接494的9脚Q2返回负载D5Q58550Q68550D6D4
GND图2-20同一个变压器来驱动高低端MOSFET管的电路Fig.2-20 With the same transformer to drive the circuit MOSFET, high-low28
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图2-20所示采用同一变压器来驱动高低端MOSFET电路。该电路使用一种更加对称的方式来驱动MOSFET，Q3，Q4，Q5，Q6使用的是同一个变压器来驱动高低端MOSFET。它的作用是在MOSFET关断状态，栅极驱动电压为负，而当导通状态时，栅极驱动电压为正，这改善了关断特性并提供了更大的余量，保证在同一时间两个MOSFET不会同时导通。
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第三章 数字电源的部件设计选型
3.1二极管的选型
3.1.1快恢复及超快恢复二极管
快恢复二极管（FRD）和超快恢复二极管（SRD）是极有发展前途的电力电子半导体器件。它们具有开关特性好、反向恢复时间短、耐压高、正向电流大、体积小、安装简便等优点[13]。可广泛用于脉宽调制器、单片开关电源、不间断电源（UPS）、高频加热装置、交流电机变频和调速等领域，作为高频、大电流的整流二极管、续流二极管或阻塞二极管。下面介绍其性能特点和选取原则。快恢复及超快恢复二极管的性能特点1、反向恢复时间
反向恢复时间trr的定义是电流通过零点由正向转向反向，再由反向转换到规定低值的时间间隔。它是衡量高频整流及续流器件性能的重要技术指标。2、快恢复二极管的结构特点
快恢复二极管的内部结构与普通二极管不同，它是在P型、N型硅材料中增加了基区I，构成P－I－N硅片。由于基区很薄，反向恢复电荷很小，不仅大大减小了trr值，还降低了瞬态正向电压，使管子能承受很高的反向工作电压。快恢复二极管的反向恢复时间一般为几百ns，正向压降为0.6～0.7V，正向电流是几A至几kA，反向峰值电压可达几百V至几kV。超快恢复二极管则是在快恢复二极管基础上发展而成的，其反向恢复电荷进一步减小，trr值可低至几十ns。20A以下的快恢复二极管及超快恢复二极管大多采用TO220封装。从内部结构看，可分成单管、对管两种。对管内部包含两只快恢复或超快恢复二极管，根据两只二极管接法的不同，又有共阴对管、共阳对管之分。几十A的快恢复、超快恢复二极管一般采用TO3P金属壳封装，更大容量（几百A至几kA）的管子则采用螺栓型或平板型封装。3.1.2阻塞二极管
在初级保护电路中与钳位二极管(TVS)配套使用的阻塞二极管(VD1)，须用超快恢复二极管。其反向恢复时间trr≤75ns，多数管子在20ns～50ns之间。典型产品有美国
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通用仪器公司(GI)生产的UF4000、UF5400两大系列，荷兰飞利浦公司生产的BYV26系列、BYV27系列、BYW29系列，美国摩托罗拉公司生产的MUR100系列。
选取阻塞二极管的原则单片开关电源集成电路阻塞二极管的反向耐压URM/V超快恢复二极管型号示例[14][15]
TOP100系列400UF4004BYV26BMUR140TOP200系列600UF4005BYV26CMUR160TOPSwitch Ⅱ系列600UF4005BYV26CMUR160(1)输出整流管
超快恢复二极管适合作为开关电源的高压、大电流整流管。设整流管实际承受的最大反向峰值电压为U(BR)S，所选整流管的最高反向工作电压为URM，要求URM≥2U(BR)S，其额定整流电流Id≥3IOM，IOM为最大连续输出电流。
(2)反馈电路中的整流管
反馈电路中的整流管通常选硅高频开关整流管1N4148，但有时也可选用UF4003、MUR120、BAV21等型号的超快恢复二极管。3.1.3肖特基二极管肖特基二极管的性能特点：
肖特基势垒二极管(Schottky Barrier Diode，英文缩写为SBD)简称肖特基二极管或肖特基管。它属于低压、低功耗、大电流、超高速半导体功率器件，其反向恢复时间极短(可小到几ns)，正向导通压降仅为0.4V左右，而整流电流却可达几百A至几kA。这些优良特性是快恢复二极管及超快恢复二极管所不具备的。它适合作为开关电源中的低压整流管。肖特基二极管是以金、银、钼等贵金属为阳极，以N型半导体材料为阴极，利用二者接触面上形成的势垒具有整流特性而制成的金属半导体器件。肖特基二极管仅用一种载流子(电子)输送电荷，在势垒外侧无过剩少数载流子的积累，因此它不存在电荷储存效应，使开关特性得到明显改善。其反向恢复时间可缩短到10ns以内。但它的反向耐压较低，一般不超过100V。利用其正向导通压降低的特性，能提高开关电源的效率。其正向导通压降介于锗管与硅管之间，但它的构造原理与PN结二极管有着本质区别，中、小功率肖特基二极管大多采用TO220封装。3.1.4自恢复保险丝自恢复保险丝的性能特点：
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自恢复保险丝（ResettableFuse）的英文缩写为RF。它是20世纪90年代问世的一种新型过流保护器件。传统的保险丝属于一次性过流保护器，使用很不方便。美国硅谷的瑞侃（Raychem）公司最近研制成功由聚合物（polymer）掺加导体而制成的自恢复保险丝，圆满地解决了上述难题。它具有体积小、种类规格齐全、开关特性好、能自行恢复、反复使用、不需维修等优点。其中，RXE系列为圆片形，RUE系列属方形，miniSMD为小型化表面安装器件，SRP系列为片状。
自恢复保险丝具有开关特性，亦称之为聚合物开关（polyswitch）。内部由高分子晶状聚合物和导电链构成。由于聚合物能将导电链紧密地束缚在晶状结构上，因此常态下的电阻非常低，仅为零点几欧左右。当工作电流通过自恢复保险丝时所产生的热量很小，不会改变聚合物内部的晶状结构。当发生短路故障时，电流急剧增大，导电链产生的热量使聚合物从晶状胶体变成非晶状胶体，原本被束缚的导电链便自行分离断裂，器件的电阻值就迅速增加几个数量级，呈开路状态，立即将电流切断，起到保护作用。而一旦过流故障被排除掉，器件很快又恢复成低阻态。正是这种低阻（通态）、超高阻（断态）的可持续转换，才使之能反复使用而无须更换。
自恢复保险丝的电阻－温度特性，共分5个阶段：当温度较低时，其发热量与散热量达到动态平衡（阶段1）；即使电流稍大或环境温度略微升高，增加的热量仍可散发到空气中（阶段2）；但是，若电流进一步增大（阶段3），直至发热量大于散热量时（阶段4），自恢复保险丝的温度就会迅速升高，很小的温度变化量就会造成电阻值急剧增大，阻挡住电流通过，保护设备免受损害；阶段5则属于禁用区。在过流故障消除后的几s之内，随着温度的降低，电阻值又迅速减小。
需要指出，自恢复保险丝也具有正温度系数（PTC）特性，但与具有正温度系数特性的热敏电阻有着本质区别。它属于高分子聚合物－导体，而PTC元件是由钛酸钡与稀土元素烧结而成的陶瓷材料；此外PTC元件在常温下的电阻值较大，不适合作保险丝使用。
3.2开关管的选择MOS管的开关特性
1、静态特性
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MOS管作为开关元件，同样是工作在截止或导通两种状态。由于MOS管是电压控制元件，所以主要由栅源电压UGS决定其工作状态。图3-1(a)为由NMOS增强型管构成的开关电路。
图3-1 NMOS管构成的开关电路及其等效电路
Fig.3-1 NMOS control switch circuit composed and equivalent circuit
工作特性如下：
UGS＜开启电压U，MOS管工作在截止区，漏源电流iDS基本为0，输出电压UDS≈UDD，MOS管处于“断开”状态，其等效电路如图3-1(b)所示。
UGS＞开启电压U，MOS管工作在导通区，漏源电流iDS=UDD/(RD+rDS)。其中，rDS
为MOS管导通时的漏源电阻。输出电压UDS=UDD·rDS/(RD+rDS)，如果rDS＜＜RD，则uDS≈0V，MOS管处于“接通”状态，其等效电路如图3-1(c)所示。2、动态特性
MOS管在导通与截止两种状态发生转换时同样存在过渡过程，但其动态特性主要取决于与电路有关的杂散电容充、放电所需的时间，而管子本身导通和截止时电荷积累和消散的时间是很小的。图3-2(a)和(b)分别给出了一个NMOS管组成的电路及其动态特性示意图。
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UitUDDiDRDiD放电UO充电tUiuoCLUDD导通截止截止t图3-2 NMOS管动态特性示意图Fig.3-2 Schematic diagram of the dynamic characteristics of NMOS control当输入电压Ui由高变低，MOS管由导通状态转换为截止状态时，电源UDD通过RD向杂散电容CL充电，充电时间常数τ1=RDCL。所以，输出电压uo要通过一定延时才由低电平变为高电平；当输入电压Ui由低变高，MOS管由截止状态转换为导通状态时，杂散电容CL上的电荷通过rDS进行放电，其放电时间常数τ2≈rDSCL。可见，输出电压Uo也要经过一定延时才能转变成低电平。但因为rDS比RD小得多，所以，由截止到导通的转换时间比由导通到截止的转换时间要短。由于MOS管导通时的漏源电阻rDS比晶体三极管的饱和电阻rCES要大得多，漏极外接电阻RD也比晶体管集电极电阻RC大，所以，MOS管的充、放电时间较长，使MOS管的开关速度比晶体三极管的开关速度低。不过，在CMOS电路中，由于充电电路和放电电路都是低阻电路，因此，其充、放电过程都比较快，从而使CMOS电路有较高的开关速度。3.3电容的选择煤矿井下用的开关电源电容的选择，首先要知道电容的类型和参数有哪些，然后知道应用场合对电容参数的要求，之后就可以选择电容了。如常用电容类型有铝电解、钽电容、MLCC、安规电容和金属化膜电容等，电容参数有容值、精度、耐压、温度系数、电压系数、漏电流、ESR、ESL、DF、纹波电流、工作温度范围、寿命、谐振特性和有无极性等等[16]。34
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不同电容类型的参数值差别较大，如铝电解的容量可以做到很大，但其ESR也较大，一般为几欧姆，谐振频率较低，一般为几十到几百kHz，故不适合用在高频滤波中。
IC的电源引脚要加一大一小的电容滤除低频和高频噪声－大电容的目的更多是去耦左右，即在电源尚不能提供电流时，提供瞬时的电流，主要考虑容量、耐压、精度和温度系数基本就够了；小电容是滤除高频干扰的，想像RC低通滤波吧，除了容量、耐压、精度和温度系数外，还有考虑电容的自谐振特性[16]。
音频放大输出端或者音频功率放大电路输入端要加一耦合电容－这个就是电容的隔直通交特性了，主要考虑容量、耐压、温度系数和电压系数基本就够了，钽电容的温度系数和电压系数都较小，适合这里。
DC－DC转化中负压的产生（用RT9284A）是利用电荷泵原理加电容来实现，主要考虑容值、耐压、ESR。3.3.1电容的分类和作用
电容(Electric capacity)，由两个金属极，中间夹有绝缘材料（介质）构成。由于绝缘材料的不同，所构成的电容器的种类也有所不同：
按结构可分为：固定电容，可变电容，微调电容。
按介质材料可分为：气体介质电容，液体介质电容，无机固体介质电容，有机固体介质电容电解电容。
按极性分为：有极性电容和无极性电容。我们最常见到的就是电解电容。电容在电路中具有隔断直流电，通过交流电的作用。1、电容的符号
电容的符号同样分为国内标表示法和国际电子符号表示法，但电容符号在国内和国际表示都差不多，唯一的区别就是在有极性电容上，国内的是一个空筐下面一根横线，而国际的就是普通电容加一个“＋”符号代表正极。在电路图示中，电容一般用C符号标识。2、电容的单位
电容的基本单位是：F（法），此外还有µF（微法）、nF（纳法）、pF（皮法），由于电容F的容量非常大，所以我们看到的一般都是µF、nF、pF，而不是F。他们之间的具体换算如下：1F＝1000000µF； 1µF=1000nF=1000000pF。
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3、电容的耐压 单位：V（伏特）
每一个电容都有它的耐压值，这是电容的重要参数之一。普通无极性电容的标称耐压值有：63V、100V、160V、250V、400V、600V、1000V等，有极性电容的耐压值相对要比无极性电容的耐压要低，一般的标称耐压值有：4V、6.3V、10V、16V、25V、35V、50V、63V、80V、100V、220V、400V等。4、电容的种类
电容的种类有很多，可以从原理上分为：无极性可变电容、无极性固定电容、有极性电容等，从材料上可以分为：CBB电容（聚乙烯）、涤纶电容、瓷片电容、云母电容、独石电容、电解电容、钽电容等。3.3.2电容特性和选择规则
1、名称：聚酯（涤纶）电容（CL）
电容量：40pF--4uF额定电压：63--630V
主要特点：小体积，大容量，耐热耐湿，稳定性差应用：对稳定性和损耗要求不高的低频电路2、名称：聚苯乙烯电容（CB）
电容量：10pF--1uF额定电压：100V--30KV
主要特点：稳定，低损耗，体积较大应用：对稳定性和损耗要求较高的电路3、名称：聚丙烯电容（CBB）
电容量：1000pF--10uF额定电压：63--2000V
主要特点：性能与聚苯相似但体积小，稳定性略差应用：代替大部分聚苯或云母电容，用于要求较高的电路4、名称：云母电容（CY）
电容量：10pF--0.1uF额定电压：100V--7kV
主要特点：高稳定性，高可靠性，温度系数小
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应用：高频振荡，脉冲等要求较高的电路5、名称：高频瓷介电容（CC）电容量：1--6800pF额定电压：63--500V
主要特点：高频损耗小，稳定性好应用：高频电路
6、名称：低频瓷介电容（CT）电容量：10pF--4.7uF额定电压：50V--100V
主要特点：体积小，价廉，损耗大，稳定性差应用：要求不高的低频电路7、名称：玻璃釉电容（CI）
电容量：10pF--0.1uF额定电压：63--400V
主要特点：稳定性较好，损耗小，耐高温（200度）应用：脉冲、耦合、旁路等电路8、名称：铝电解电容电容量：0.47--10000uF额定电压：6.3--450V
主要特点：体积小，容量大，损耗大，漏电大应用：电源滤波，低频耦合，去耦，旁路等3.3.3开关电源中电容大小的设计及计算
在电路设计中，电容的容量大小直接关系到电路的稳定性，在电路设计过程中，并不是电容越大，滤波效果越好，这要看具体电路，在低频电路中，电容值越大，对纹波的滤除效果就越好，但如果有高频信号，就不一定了[17]。在高频段要选择合适的电容值和电容类型，一般采用云母电容和高频瓷片电容，电容值一般都比较小。
在煤矿井下，要求电源内部的温度不能太高，但由于器件工作时会发热，所以需要使用耐高温的电解电容。而CDE300系列的电容额定值为125°C下工作2000h。
60°C下与0.6A的纹波电流时，可以工作10000h。
计算C2： 纹波电流等级=3.6A/0.6=6A
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ESP=
0.667×0.05
=0.009 (3-1)
3.6
又ΘxC=0.005
C=
1
=320uF (3-2)
2×100kHz×0.005
计算C4： 纹波电流等级=2.8A/0.6=4.7A
ESP=
0.667×0.05
=0.012 (3-3)
2.8
又ΘxC=0.006C=
1
=265uF (3-4)
2×100kHz×0.006
计算C5： 纹波电流等级=0.1A/0.6=0.17A
ESP=
0.667×0.12
=0.14 (3-5)
0.1
又ΘxC=0.07
C=
1
=23uF (3-6)
2×100kHz×0.07
注意：C2和C4采用更多的电容已达到足够小的ESR和满足要求的纹波电流等级，实际中这些电容大约比计算值大60倍。
3.4电感的选择
电感是开关电源中常用的元件，由于它的电流、电压相位不同，所以理论上损耗为零。电感常为储能元件，也常与电容一起用在输入滤波和输出滤波电路上，用来平滑电流。电感也被称为扼流圈，特点是流过其上的电流有“很大的惯性”。换句话说，由于磁通连续特性，电感上的电流必须是连续的，否则将会产生很大的电压尖峰。
在开关电源的应用中，无直流偏置的电感一般局限于用在电源线路中的滤波器中，它的主要功能是阻止高频噪声传回电源线路中去。我们应选导磁率高的磁芯材料。
扼流圈（载有大偏置直流电流的电感）应用在高频功率输出滤波器中。它应优先选用导磁率低且高频磁损小的磁芯材料。那么对用于煤矿井下的直流开关电源而言，应使用扼流圈。
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3.4.1共模型线路滤波电感
本开关电源采用图3-3所示为一个典型的平衡式线路滤波器，这种滤波器用于离线开关电源中用来限制传导型RFI噪声。从图中可看出，两个独立的电感La和Lb缠绕在同一个磁芯上，形成一个双绕组的共模型线路滤波器。
共模型滤波电感有两个匝数相同的、独立的绕组。这两个绕组以反向的方式接入电路，从而能通过串联的工频电流。
当这两个绕组以反向方式相连，且通过串联电流时，所呈现的电感仅仅是它们之间的漏电感。于是可采用高导磁率的材料而不会在磁芯中引入气隙，从而只用较少的线圈匝数便可获得较大的电感。
然而，对共模噪声而言，这两个绕组是平行且同相位的，且在共模电流下会呈现一个高的电感。因此，为防止任何有效的共模干扰电流传导到输入电源电路，共模噪声电流可从旁路电路经过电容C1和C2引入地下。
注意：下图中的La、Lb是在同一磁芯上的两个共模型扼流圈绕组，L2是串联型扼流圈。
LaLL2线路输入C3C4开 关电 源负 载LbNC1C23-3输入线路滤波器，可以减少开关电源的共模、差模噪声Fig.3-3 Input line filters can reduce the switching power supply common mode，differential mode noise3.4.2扼流圈的设计及计算采用buck型调整器中扼流圈（铁氧体磁芯）的AP图解法设计。根据矿用直流开源电源的参数设计如下：需设计扼流圈的技术指标：输出电压：24v
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最大输出电流：10A频率：25kHz
(1) 确定电感值
由设计指标：导通时间ton
T×Vout40×10−6×24===44us (3-7)
Vin220
在导通期间，电流的线性衰减为
e=
LdΙ
=5.6V (3-8)dt
∆t5.6×44×10−6
因此有： L=e==123.2us (3-9)
∆I2
(2) 计算匝数
Nmin=
L⋅Ipm⋅10−4Bmax⋅Ae
(3-10)
Nmin：最小匝数； Ipm：最大电流值（10A）； L：电感值;
Bmax:最大磁通量（250×10−3T）； Ae：中心轴面积（106×10−2cm2）
因此有：Nmin
123×10−6×10×104
==47匝 (3-11)250×10−3×106×10−2
(3) 确定最优的导线规格
当规定匝数的导线和绝缘材料均已绕制在骨架上时，为达到最小损耗，则需要一定规格的导线使得绕组空间刚好被填满。
恰能填充骨架的导线的横截面积可由下面公式得出：
Ax=(
Aw×Ku1/2
) (3-12)N
其中：Ax为导线的横截面积mm2；Aw为绕组窗口的总面积mm2；Ku为窗口的填充系数； N匝数本设计中，指标如下：
Aw=138mm2(EC41)；Ku=0.6（圆形导线）；N=47
因此有： Ax=(
138×0.61/2
)=1.4mm2 (3-13)47
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选#14AWG规格的导线。
3.5高频变压器的设计
变压器利用电磁感应的原理来改变交流电压的装置，主要构件是初级线圈、次级线圈和铁心（磁芯）。在电器设备和无线电路中，常用作升降电压、匹配阻抗，安全隔离等。
3.5.1高频变压器原理
变压器是变换交流电压、电流和阻抗的器件，当初级线圈中通有交流电流时，铁芯（或磁芯）中便产生交流磁通，使次级线圈中感应出电压（或电流）。
变压器由铁芯（或磁芯）和线圈组成，线圈有两个或两个以上的绕组，其中接电源的绕组叫初级线圈，其余的绕组叫次级线圈。
高频电源变压器是工作频率超过中频（10kHz）的电源变压器，主要用于高频开关电源中作高频开关电源变压器，也有用于高频逆变电源和高频逆变焊机中作高频逆变电源变压器的。按工作频率高低，可分为几个档次：10kHz～50kHz、50kHz～100k
Hz、100kHz～500kHz、500kHz～1MHz、1MHz以上。传送功率比较大的，工作频率比较低，传送功率比较小的，工作频率比较高。这样，既有工作频率的差别，又有传送功率的差别，工作频率不同档次的电源变压器设计方法不一样，也应当是不言而喻的。
3.5.2高频电源变压器的设计原则
高频电源变压器作为一种产品，自然带有商品的属性，因此高频电源变压器的设计原则和其他商品一样，是在具体使用条件下完成具体的功能中追求性能价格比最好。有时可能偏重性能和效率，有时可能偏重价格和成本。现在，轻、薄、短、小，成为高频电源的发展方向，是强调降低成本。其中成为一大难点的高频电源变压器，更需要在这方面下功夫。所以在高频电源变压器的“设计要点”一文中[18]，只谈性能，不谈成本，不能不说是一大缺憾，如果能认真考虑一下高频电源变压器的设计原则，追求更好的性能价格比，传送不到10VA的单片开关电源高频变压器，应当设计出更轻、薄、短、小的方案来。不谈成本，市场的价值规律是无情的！许多性能好的产品，往往由于价格不能为市场接受而遭冷落和淘汰，往往一种新产品最后被成本否决。一些
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“节能不节钱”的产品为什么在市场上推广不开值得大家深思。
产品成本，不但包括材料成本，生产成本，还包括研发成本，设计成本。因此，为了节约时间，根据以往的经验，对高频电源变压器的铁损铜损比例、漏感与激磁电感比例原边和副边绕组损耗比例、电流密度提供一些参考数据，对窗口填充程度、绕组导线和结构推荐一些方案，有什么不好？为什么一定要按步就班的来回进行推算和仿真，才不是概念错误？有人曾在20世纪80年代中期开发高频磁放大器式开关电源，以温升最低为条件，对高频电源变压器进行过优化设计。由于热阻难以确定，结果与试制样品相差甚远，不得不再次修正。现在有些公司的磁芯产品说明书中，为了缩短用户设计高频电源变压器的时间，有的列出简化的设计公式，有的用表列出磁芯在某种工作频率下的传送功率。
3.5.3高频变压器磁芯的选择及要求
设计高频变压器首先应该从磁芯开始。开关电源变压器磁芯多是在低磁场下使用的软磁材料，它有较高磁导率，低的矫顽力，高的电阻率。磁导率高，在一定线圈匝数时，通过不大的激磁电流就能承受较高的外加电压，因此，在输出一定功率要求下，可减轻磁芯体积。磁芯矫顽力低，磁滞面积小，则铁耗也少。高的电阻率，则涡流小，铁耗小。铁氧体材料是复合氧化物烧结体，电阻率很高，适合高频下使用，但Bs值比较小，常使用在开关电源中。
高频变压器的设计通常采用两种方法:第一种是先求出磁芯窗口面积AW与磁芯有效截面积Ae的乘积AP（AP=AW×Ae,称磁芯面积乘积），根据AP值，查表找出所需磁性材料之编号；第二种是先求出几何参数，查表找出磁芯编号，再进行设计。
注意：(1)设计中，在最大输出功率时，磁芯中的磁感应强度不应达到饱和，以免在大信号时产生失真。
(2)在瞬变过程中，高频链漏感和分布电容会引起浪涌电流和尖峰电压及脉冲顶部振荡，使损耗增加，严重时会造成开关管损坏。同时，输出绕组匝数多，层数多时，应考虑分布电容的影响，降低分布电容有利于抑制高频信号对负载的干扰。对同一变压器同时减少分布电容和漏感是困难的，应根据不同的工作要求，保证合适的电容和电感。
工作时两个开关三极管轮流导通来产生20kHz的高频脉冲波，然后通过高频变压器进行降压，输出低电压的交流电。在这个电路中，开关管的最大电流对电源输出功
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率的大小有一定的限制（通常应用于300W电源的MOS管体积较大，有的电源甚至使用了耐流达到10A的开关管），而高频变压器各个绕组线圈的匝数比例则决定了输出电压的多少，由于工作在很高的频率下，对元件质量的要求和线路的搭配有很高的要求。设计目标：
电源输入交流电压在300V～660V之间，频率为50Hz，输出电压为直流24V、14A，功率为230W，电源工作频率为20kHz。设计步骤：
1、计算高频变压器初级峰值电流Ipp；2、求最小工作周期系数Dmin；3、计算高频变压器的初级电感值Lp；
4、计算出绕组面积Aw和铁心有效面积Ae的乘积Aw*Ae，选择铁心尺寸；5、计算空气间隙长度Lg6、计算变压器初级线圈Np7、计算变压器次级线圈Ns。3.5.4提高效率
提高效率是现在对电源和电子设备的普遍要求。虽然从单个高频电源变压器来看，损耗不大。例如，100VA高频电源变压器，效率为98%时，损耗只有2W，损耗并不大。但是成十万个，成百万个高频电源变压器，总损耗可能达到上十万瓦，上百万瓦。还有，许多高频电源变压器一直长期使用，年总损耗相当可观，有可能达到上千万kWh。这样，高频电源变压器必须提高效率，节约电力。节约电力后，可以少建发电站。少建发电站后，可以少消耗煤和石油，可以少排放废气、废水、烟尘和灰渣，减少污染环境。既具有节约能源，又具有环境保护的双重社会和经济效益。因此提高效率是高频电源变压器的一个主要设计要求，一般效率要提高到95%以上，损耗要减少到5%以下。
高频电源变压器损耗包括磁芯损耗（铁损）和绕组损耗（铜损）。有人关心变压器的铁损和铜损的比例。这个比例是随变压器的工作频率而发生变化的。如果变压器的外加电压不变，工作频率越低，绕组匝数越多，铜损越大。因此在50Hz工频下，铜损远远超过铁损，铜损为铁损的20倍左右。工频电源变压器的铜损也比铁损大许多。并不存在“辨析”一文中所说那样[18][19]，工频变压器从热稳定和热均匀角度出发，把铜损等于铁损作为经验设计规则。因此，随着工作频率升高，绕组匝数减少，虽然由于
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趋表效应和邻近效应存在而使绕组损耗增加，但是总的趋势是铜损随着工作频率升高而下降。铁损包括有磁滞损耗和涡流损耗，随着工作频率升高而迅速增大。在某一段工作频率，有可能出现铜损和铁损相等的情况，超过这一段工作频率，铁损就大于铜损。造成铁损不等于铜损的原因，也并不象“辨析”一文中所说那样是由于“高频变压器采用非常细的漆包线作为绕组”。导线粗细的选择，虽然受趋表效应影响，但主要由高频电源变压器的传送功率来决定，与工作频率不存在直接关系。而且，选用非常细的漆包线作为绕组，反而会增加铜损，延缓铜损的下降趋势。说不定在设计选定的工作频率下，还有可能出现铜损等于铁损的情况。根据有的资料介绍，中小功率高频电源变压器的工作频率在100kHz左右，铁损已经大于铜损，而成为高频电源变压器损耗的主要部分。
正因为铁损是高频电源变压器损耗的重要部分，因此根据铁损选择磁芯材料是高频电源变压器设计的一个主要内容。铁损成为评价软磁芯材料的一个主要参数。铁损与磁芯的工作磁通密度与工作频率有关，在介绍软磁磁芯材料铁损时，必须说明在什么工作磁通密度条件下和在什么工作频率条件下的损耗。
3.5.5高频变压器的设计及计算
由矿用开关电源的设计指标知：工作在20kHz，输出功率为150W，温升为30°C，采用半桥或推挽式工作的线路，查手册诺模图可以得出，为达到最高效率，选用了磁通密度摆幅为330mT的EC41型磁芯。
选磁芯和磁芯线轴的参数如下：磁芯型号：EC41；半周期：25us；频率：20kHz；线轴的宽度：24mm；骨架的窗口面积：134mm2；磁芯的窗口面积：215mm2；有效的磁芯面积：121mm2。
(1) 原边绕组匝数的计算
由于变换器是在方波全导通角方式下工作的，因此每个激励元件的最大导通
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时间是半个周期，即25us。
由法拉第定律： NP=
V•t
(3-14)
∆B•Ae
其中：NP：原边绕组的匝数；V原边绕组的电压：200V；t：最大导通时间（25us）；
∆B：磁密度摆幅（0.33T）；Ae：等效磁芯面积（121mm2）
因此有： NP=
200×25
=125匝 (3-15)
0.33×121
(2) 副边绕组匝数的计算
直流电压为25V，副边电压必须考虑到二极管的压降和绕组的电阻。两个二极管的压降为0.8v，那么副边电压约为25+1.6=26.6V,则每匝原边绕组的电压为
PVV200=P==1.613V/匝 (3-16)NNP125
因此副边绕组的匝数：
VS26.6
==16.5匝 (3-17)PVN1.613
对绕组阻抗允许半匝容差时，则副边绕组匝数为17。
(3) 副边导线的直径
当窗口面积为33.5mm2，绕有17匝绕组时，每匝绕组的有效面积是1.97mm2。查数据手册知，导线应选#15AWG，铜导线直径为1.45mm。
(4)原边铜损耗
计算绕在里面的原边绕组每一匝的平均长度M如下：
M=π×d=3.14×1.5=4.71cm/匝 (3-18)
其中一半原边绕组的总长度:
lp
2=
Np
2×M=
125
×4.71=294cm (3-19)2
查表知：50°C时#24AWG导线电阻为0.00095Ω/cm，直流时，半匝原边绕组电阻为0.279Ω。
（Fr为绕组有效的交流阻抗同直流电阻的比值），有取原边Fr值为1.12，
Rac=0.279×1.12=0.333Ω (3-20)
由于变换器在整个方波周期导通，原边绕组中的有效电流等同于直流输入，因此
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2=Ip
Pin150
==0.75A (3-21)Vdc200
绕在里面一半的原边绕组的铜损耗为
2IpRac=(0.75)2×0.333=0.187W (3-22)
同样的方法可知，绕在外面直径稍大的半边原边绕组铜损耗为0.22W，故原边绕组总的铜损耗为0.407W。
(5) 副边铜损耗
副边绕组平均直径1.8cm，副边绕组长度为
π×d×Ns=3.14×1.8×17=96cm (3-23)
查表知：#18AWG导线在50°C时的直流电阻为0.00023Ω，故副边绕组的阻值为
0.022Ω。
副边Fr为1.5，产生的交流阻抗值为
1.5×0.011=0.0165Ω (3-24)
因此副边绕组的铜损耗为
I2R=62×0.0165=0.594W (3-25)
所以总的铜损耗为0.407+0.594=1.001W。
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第四章 控制电路的设计
4.1控制电路的类型
4.1.1 PWM控制方式及其特点
在开关电源中，PWM技术是目前较成熟、应用最普遍的一种控制方式，本文选用控制器的芯片就属于这一种。该控制的方式根据反馈取样控制信号的不同，可以分为电压型、平均电流型、峰值电流型、滞环电流型和相加型五种类型[20]。下面就对这几种控制方式的基本原理及其优缺点进行简要的介绍。
脉冲宽度调制（PWM）是英文“Pulse Width Modulation”的缩写，简称脉宽调制。它是利用微处理器的数字输出来对模拟电路进行控制的一种非常有效的技术，广泛应用于测量，通信，功率控制与变换等许多领域。一种模拟控制方式，根据相应载荷的变化来调制晶体管栅极或基极的偏置，来实现开关稳压电源输出晶体管或晶体管导通时间的改变，这种方式能使电源的输出电压在工作条件变化时保持恒定。
1、电压型PWM控制
电压型PWM控制是20世纪60年代后期开关稳压电源刚刚发展时所采用的最早的一种控制方法。如图4-1所示，它只有一个电压反馈环型的，采用脉冲宽度调制法，即将电压误差放大器(E/A)采样放大的缓慢变化的直流信号V与恒定频率的锯齿波信号相比较，通过比较，得到合适的脉冲宽度，该信号驱动电路功率放大得到MOSFET开关管VT控制信号。
VinQLVoutR1VfbE/AVrefPWMRSDCV fbR2QQ 振荡电路图4-1电压模式控制PWM原理图Fig.4-1 The diagram PWM voltage mode control47
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电压型PWM控制的优点：
(1)单一反馈电压闭环的设计，调试系统比较容易实现；(2)对多路输出电源，它们之间的交互调节效应较好；
(3)PWM锯齿波的幅值较大，在脉冲宽度调节时的抗噪声裕量较好；(4)对输出负载的变化有较好的频率响应。电压型PWM控制的缺点：
(1)对输入电压的变化动态响应较慢；
(2)其补偿网路的设计较为复杂，而且稳定性不高；
(3)输出LC电路滤波器给控制环增加了双极点控制，在补偿设计误差放大器时，需要将主极点低频衰减，或者增加一个零点进行补偿。
2、平均电流型PWM控制
平均电流型PWM控制这一概念产生于20世纪70年代后期，而平均电流型PWM控制集成电路则出现于20世纪90年代初期，成熟于20世纪90年代后期，在高4/4动态响应的低电压大电流高速CUP专用开关电压中得到了广泛应用[21][22]。图4-2为平均电流PWM控制器的原理图。将电压误差放大器(E/A)的输出的误差电压V接至电流误差放大器(C/A)同相端，作为输出电感电流的控制基准信号。带有锯齿波状分量的输出电感电流信号接至电流误差放大器(C/A)的反相端，两者的差值经过电流误差放大器(C/A)放大后，得到平均电流跟踪误差信号Uca，再由Uca及三角锯齿波信号通过PWM比较器得到PWM关断信号。Uca的波形与电流波形反相，所以是由Uca的下斜坡(对应于开关器件导通时期)与锯齿波的上斜坡比较产生关断信号。显然，这就无形中增加了一定的斜坡补偿。为了避免次谐波振荡，Uca的上斜坡不能超过锯齿波信号的上斜坡。
VinQLVoutR1VfbE/AC/AVpcPWMRSDR3VrefV fbCRfQQR2 振荡电路图4-2平均电流模式控制PWM原理图Fig.4-2 The schematic of Average current mode control PWM48
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平均电流型PWM控制的优点：
(1)平均电感电流能够高度精确地跟踪电流基准信号；(2)不需要斜坡补偿这一步；
(3)调试好的电路抗噪声性能比较优越；
(4)适合于任何电路的拓扑对输入或输出电流的控制；(5)易于实现均衡电流。平均电流型PWM控制的缺点：
(1)电流放大器在开关频率处的最大增益有限制；
(2)双闭环放大器带宽、增益等配合参数设计调试比较复杂。3、峰值电流型PWM控制
峰值电流型PWM控制简称电流型电路的控制，其控制原理如图4-3所示。误差电压信号V送至PWM比较器后，与合成波形信号进行比较，而合成波形信号要有斜坡补偿信号与实际电感电流信号合成才能构成，所以电流型控制并不像电压型那样与振荡器产生的固定三角波状电压斜坡比较，而是与一个变化的，其峰值代表输出电感电流峰值的三角波或梯形尖角状合成波形的信号进行比较，然后得到PWM脉冲的关断信号。因此，电流型电路的控制是一种固定的时钟开启，峰值电流关断的控制方法，先直接控制输出侧电感电流峰值的大小，然后间接地控制PWM脉冲的宽度。
VinQLR1VoutVfbVrefE/APWMRSQQDV fbCR2 振荡电路图4-3峰值电流模式控制PWM原理图
Fig.4-3 The schematic of Peak current mode control PWM
峰值电流型PWM控制的优点：
(1)控制环易于设计，并且易于硬件实现；
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(2)有较快的暂态闭环响应效应，对输入电压的变化和输出负载的变化的瞬态响应也比较快；
(3)输入电压的调整技术可与电压型控制的输入前馈技术相媲美；(4)具有瞬时峰值电流限制功能，即固有的逐脉冲限流功能；(5)具有自动均流并联功能。峰值电流型PWM控制的缺点：
(1)闭环响应不如平均电流型电路响应控制的理想；(2)峰值电流与平均电流的误差难以校正；
(3)抗噪声性能差，容易发生二次谐波振荡。电流信号上的较小的噪声很容易使开关器件关断时刻发生改变，使得系统进入二次谐波振荡。采用简单的斜坡补偿措施后，电流控制型电路所引起的绝大部分问题都能得到比较满意解决，且不影响其优势的正常发挥。
4.2典型的电压模式PWM控制器
典型的电压模式PWM控制芯片SG3525A介绍如下：
SG3525A的最大输入电压为40V，输出晶体管集电极电压为40V，基准电源输出电流为50mA，基准电压为5.1V，最低工作频率为120Hz，最高工作频率为400kHz，输出端低电平为0.2V，输出端高电平为19V。
引脚功能如下：(1)脚（IN－），图4-4所示为SG3525A的引脚配置和内部结构框图。
放大器反相输出端子；(2)脚（IN+），放大器同相输出端子；(3)脚（SYNC），同步端子；(4)脚（OUTosc），振荡器输出端子；(5)脚（CT），外接定时电容端子；(6)脚（RT），外接定时电阻端子；(7)脚（DIS），放电端子；(8)脚（SS），软启动控制端子；(9)脚（COMP），频率补偿端子；(10)脚（SD），关断控制端子；(11)脚（OUTA），输出A端子；(12)脚（CND），接地端子；(13)脚（UC），集电极电压端子；(14)脚（OUTB），输出B端子；(15)脚（UI），电压输入端子；(16)脚（Uref），基准电压端子。
12345678IN-UrefIN+UiSYNCOUTbOUToscUcCtGNDRtOUTaDISSDSSCOMP161514131211109图4-4 SG3525A的封装Fig.4-4 The Package of SG3525A
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图4-5 SG3525A内部结构框图
Fig.4-5 Block diagram of the internal structure of SG3525A
4.3电流模式控制
自从二十世纪七十年代后期开始，电流模式的控制方法便被电源供电模式所采用。虽然这种控制方法已应用了二十多年，但一般的业者仍然不大清楚它的操作方式及特性。大部分工程师只知道开关式电源供应器都采用较熟悉的电压模式控制方法[23]。对于他们来说，电流模式的控制方法属于高深的技术，没有必要去深入钻研。因为电源供应系统设计工程师最低限度必须知道电压模式控制与电流模式控制的基本分别，才真正明白在什么情况下应采用何种控制结构。
电流模式控制系统除了设有电压反馈电路之外，还设有电感电流反馈环路。电流模式控制转换器利用电感电流以及输出电压作为误差输入信号，调节PWM（脉冲宽度调制器）。显示峰值电流模式控制系统的电路简图，图中的峰值电感电流与输出电压都由控制电路控制。系统会不停感测电感电流，并将其大小与视为控制电压(VC)的输出电压误差加以比较。
在电感电流等于控制电压前，PWM比较器会一直输出高电平（功率开关开启），一旦两者处于同一水平，PWM比较器便会降低输出，并将开关关闭，然后利用固定频率时钟信号设定RS锁定值，再次启动下一周期的操作。按照这个操作方式，利用控制电压便可准确控制电感器的峰值电流。表面上，因为电流环路的出现，电感器充当一
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个电流源，并表现出许多电流模式控制系统的特色模式。
采用电流模式的控制方法可以在几方面提升系统的性能。电流模式控制的主要优点是极佳线路调整性，简单的补偿电路设计较非常好的大负载变化范围，固有每一周期的电流限流。线路稳压是指由输入电压变动所引起的输出电压波动，波幅受控制至输出传送函数的增益所影响。以电流模式结构来说，控制至输出传送函数的增益不受VIN的控制，因此线路有很好的稳压效果。相比之下，若采用电压模式结构，控制至输出传送函数便会受VIN这个因素影响。换言之，增益与VIN成正比，显然线路的稳压效果会
较差[14]。
QLVoDCRloadDrivorR PWMcomparatorQRQSslope compensationcompensationVrefRclock图4-6采用电流模式控制方法的降压转换器的电路简图Fig.4-6 The diagram of current-mode control buck converter circuit电流模式结构的补偿电路可以采用非常简单的设计方法，因为控制至输出的传送函数只有一个低频的拐点，但是相比较之下，电压模式结构则有双拐点，使电流模式结构会出现额外的90°相位漂移。出现这个不同现象的原因其实非常简单，因为电流环路负责监察和控制电感电流。以降压转换器为例来说，功率级可以执行近似电流源的功能，可为并行连接的输出电容器及负载提供输入供电，因此只产生一个低频拐点。但电压模式控制系统的电感电流并不受此控制，而且由于LC滤波器的缘故，功率级会产生双拐点。由于功率级在低频操作时只有一个拐点，因此有关补偿问题只需直流增益、单个滚降拐点及相位抬升的一个零点(I类或滞后补偿)，而且只需利用误差信号放大器、单个电容器及电阻器便可轻易作出补偿。以简单的补偿电路来说，我们可以将补偿零放在恰当的位置，让补偿零点扺销功率级的拐点，以便TV的开环反应可以达到－20dB/Dec的滚降。52
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补偿电路通常设于功率级附近，以确保可以发挥理想的动态性能[40]。但每当转换器在CCM(连续导电模式)及DCM(非连续导电模式)之间切换时，功率级的频率响应也会随着改变。若采用CCM，电感电流是连续的，而且不会接近于零。但若采用DCM，电感电流是断续的，而且在开关进行时的某一时段内会变为零。随着负载电流的下降，转换器会在下降轨道上的某一点由CCM直接转变为DCM。若采用电压模式的控制，功率级会在CCM与DCM之间的边界，有2个和1个拐点的变化。对于第一级及次级的系统来说，需要优化的补偿电路极为不同。电流模式结构的主要优点是无论采用DCM还是
CCM，功率级的传送函数都非常的相似(在低频到中频范围内属一级)。因此，转换器采用DCM及CCM驱动较大负载时，其动态性能也不会有大幅度的波动及变化。
但电流环路的另一优点是内置的电流限幅，而且无需为感测电感电流而额外增加设计电路，因为电流的反馈环路本身也有电感电流。
4.4多相PWM控制器
1、为什么要采用多相PWM控制
以2相PWM控制为例，介绍什么是多相PWM控制。相对于普通的单相PWM控制，多相PWM控制DC/DC变换器多增加了1个或多个变换器，而且每个变换器的相位相对来说有一定的间隔。如2相PWM控制的2个变换器ON/OFF相对间隔为180°（图4-7），3相PWM控制的3个变换器ON/OFF相对间隔为120°，依此类推，各个变换器交叉依次开或闭[24]。
与传统的单相DC/DC变换器相比，多相PWM控制DC/DC变换器具有以下的几个优点：
(1)多相PWM控制器将功率平均分配到各个变换通道中，避免了开关管、整流管、输出电感等器件过于运行疲劳，发热过于集中的缺点。
(2)由于各个变换通道交叉开闭，电流相互叠加，大大减少了输入、输出电流的纹波，减小了电磁干扰EMI。电流纹波的减少，使传统的昂贵的、不易安装的电解电容器可以采用小型的贴片陶瓷电容来代替。参看图4-7中输出电流纹波的示意图，2个通道的IL纹波电流相互叠加，结果使输出电容上承受的纹波电流减小。
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图4-7 3相PWM的控制脉冲及输出电流纹波
Fig.4-7 3-phase PWM control pulse and the output of current ripple
如何构筑一个多相PWM控制型DC/DC变换器
IC的FB端子检测输出电压，它与一个电压基准成为IC内部误差放大器的输入，并与PWM比较器、驱动器DRIVER、MOSFET组成一个稳压控制闭环电路。我们可以通过改变IC的VID0～VID4端子的二进制编码(00000～11111)来改变电压基准，从而改变输出电压。利用INTERSIL公司的2相控制ICHIP6302，电压的输出范围为1.100～
1.850V。
另外保证多相PWM控制DC/DC变换器的各个变换通道的输出电流的均衡，是能否实现其独特优点的关键。OFF期间继流电流通过同步整流管FET，产生一个电压降为Rds(on)×IL，IC的ISEN1端检测出的电流值为Rds(on)×IL1/Rsen，ISEN2端检测出的电流为Rds(on)×IL2/Rsen。IC的内部电路将两者进行平均，并与其各自进行比较，假设通道一的电流在某一时刻比通道二的大，比较的差值信号通过一个比较器，使通道一的脉冲宽度变小，反之使之变大。形成一个闭环控制，达到各个变换通道的输出电流的均衡效果。4.5电荷泵电路
电荷泵电压反转器是一种DC-DC变换器，它将输入的正电压转换成相应的负电压，即VOUT=-VIN。另外，它也可以把输出电压转换成近两倍的输入电压，即VOUT≈2VIN。由于它是利用电容的充电、放电实现电荷转移的原理构成，所以这种电压反转器电路也称为电荷泵变换器（Charge Pump Converter）。
1、电荷泵的应用
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电荷泵转换器常用于倍压或反压型DC-DC转换。电荷泵电路采用电容作为储能和传递能量的中介，随着半导体工艺的发展和进步，新型电荷泵电路的开关频率可达
1MHz。电荷泵有倍压型和反压型两种基本电路形式。
电荷泵电路主要用于电压反转器，即输入正电压，输出为负电压，电子产品中，往往需要正负电源或几种不同电压供电，对电池供电的便携式产品来说，增加电池数量，必然影响产品的体积和重量。采用电压反转式电路可以在便携式产品中省去一组电池。由于工作频率采用2～3MHz，因此电容容量较小，可采用多层陶瓷电容（损耗小、ESR低），不仅提高了效率和降低了噪声，并且减小了电源的空间。
虽然有一些DC/DC变换器除可以组成升压、降压电路外也可以组成电压反转电路，但电荷泵电压反转器仅需外接两个电容，电路最简单，尺寸小，并且转换效率高、耗电少，所以它获得了极其广泛的应用。
目前不少集成电路采用单电源工作，简化了电源，但仍有不少电路需要正负电源才能工作。例如，D/A变换器电路、A/D变换器电路、V/F或F/V变换电路、运算放大器电路、电压比较器电路等等。自INTERSIL公司开发出ICL7660电压反转器IC后，用它来获得负电源十分简单，90年代后又开发出带稳压的电压反转电路，使负电源性能更为完善。对采用电池供电的便携式电子产品来说，采用电荷泵变换器来获得负电源或倍压电源，不仅仅减少电池的数量、减少产品的体积、重量，并且在减少能耗（延长电池寿命）方面起到极大的作用。现在的电荷泵可以输出高达250mA的电流，效率达到75%(平均值)。
2、电荷泵工作过程
首先贮存能量，然后以受控方式释放能量，以获得所需的输出电压。开关式调整器升压泵采用电感器来贮存能量，而电容式电荷泵采用电容器来贮存能量。
3、电荷泵的结构
电容式电荷泵通过开关阵列和振荡器、逻辑电路、比较控制器实现电压提升，采用电容器来贮存能量。电荷泵是无须电感的，但需要外部电容器。由于工作于较高的频率，因此可使用小型陶瓷电容(1mF)，使空间占用小，使用成本低。电荷泵仅用外部电容即可提供±2倍的输出电压。其损耗主要来自电容器的ESR(等效串联电阻)和内部开关晶体管的RDS(ON)。电荷泵转换器不使用电感，因此其辐射EMI可以忽略。输入端噪声可用一只小型电容滤除。它的输出电压是工厂生产精密预置的，调整能力是通过
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后端片上线性调整器实现的，因此电荷泵在设计时可按需要增加电荷泵的开关级数，以便为后端调整器提供足够的活动空间。电荷泵十分适用于便携式应用产品的设计，从电容式电荷泵内部结构来看，如图4-8所示它实际上是一个片上系统。
VinSHDNS2S1C+C-CONTROLVS4S3VoutCOMP-+GND图4-8 电容式电荷泵内部结构Fig.4-8 Internal structure of capacitive charge pump4、电荷泵工作原理电荷泵变换器的基本工作原理如图4-9所示。它由振荡器、反相器及四个模拟开关组成，外接两个电容C1、C2构成电荷泵电压反转电路。UiS1S3C1C2S2S4U0图4-9 电荷泵变换器的基本工作原理Fig.4-9 The working principle of the charge pump converter振荡器输出的脉冲直接控制模拟开关S1及S2，此脉冲经反相器反相后控制S3及S4。当S1、S2闭合时，S3、S4断开；S3、S4闭合时，S1、S2断开。当S1、S2闭合、S3、S4断开时，输入的正电压V+向C1充电（上正下负），C1上的电压为V+；当S3、S4闭合、S1、S2断开时，C1向C2放电（上正下负），C2上充的电压为-VIN，即VOUT=-VIN，当振荡器以较高的频率不断控制S1、S2及S3、S4的闭合及断开时，输出端可输出变换后的负电压56
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（电压转换率可达99%左右）。由图4-9可知，电荷泵电压反转器并不稳压，即有负载电流时，输出电压将有变化。输出电流与输出电压的变化曲线（输出特性）称为输出特性曲线，其特点是输出电流越大，输出电压变化越大。一般以输出电阻Ro来表示输出电流与输出电压的关系。若输出电流从零增加到Io时，输出电压变化为△V，则输出电阻Ro为：Ro =△V/Io，输出电阻Ro越小，输出电压变化越小，输出特性越好。
5、新型电荷泵变换器的特点
80年代末90年代初各半导体器件厂生产的电荷泵变换器是以ICL7660为基础开发出一些改进型产品，如MAXIM 公司的MAX1044、Telcom公司的TC1044S、TC7660和LTC公司的LTC1044/7660等。这些改进型器件功能与ICL7660相同，性能上有改进，管脚排列与ICL7660完全相同，可以互换。
这一类器件的缺点是：输出电流小，输出电阻大，振荡器工作频率低，使外接电容容量大，静态电流大。
90年代以后，随着半导体工艺技术的进步与便携式电子产品的迅猛发展，各个半导体器件公司开发出各种新型电荷泵变换器，它们在器件封装、功能和性能方面都得到了较大的改进，并开发出一些专用的电荷泵变换器。它们的特点可归纳为：
(1)提高输出电流及降低输出电阻
早期产品ICL7660在输出40mA时，使-5V输出电压降为-3V（相差2V），而新型
MAX660输出电流可达100mA，其输出电阻Ro仅为6.5Ω，MAX660在输出40mA时，-5V输出电压为-4.74V（相差仅0.26V），即输出特性有较大的提高。MAX682的输出电流可达250mA，并且在器件内部增加了稳压电路，即使在250mA输出时，其输出电压变化也甚小。这种带稳压的产品还有AD公司的ADM8660、LT公司的LT1054等。
(2)减小功耗
为了延长电池的寿命或两次充电之间的间隔，要尽可能减小器件的静态电流。近年来，开发出一些微功耗的新产品。ICL7660的静态电流典型值为170µA，新产品TCM828的静态电流典型值为50µA，MAX1673的静态电流典型值仅为35µA。另外，为更进一步减小电路的功耗，已经开发出能关闭负电源的功能的电路，使器件耗电降到1µA以下，另外关闭负电源后使部分电路不进行工作而进一步达到减少功耗的目的。例如，
MAX662A、AIC1841两器件都有关闭功能，在关闭状态时耗电小于1µA，这些条件几乎可忽略不计。这一类器件还有TC1121、TC1219、ADM660及ADM8828等。
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(3)扩大输入电压范围
ICL7660电荷泵电路的输入电压范围为1.5～10V，为了满足部分电路对更高负压的需要，已开发出输入电压可达18V及20V的新产品，即可转换成-18V或-20V的负电压。例如，TC962、TC7662A的输出电压范围为3～18V，ICL7662、Si7661的输入电压可达
20V。
(4)减少占印板的面积
减少电荷泵变换器占印板面积有两种措施：采用贴片的或小尺寸的封装IC，新产品采用SO封装、µMAX封装及开发出尺寸更小的SOT-23封装，其次是减小外接电容的容量。输出电流一定时，电荷泵变换器的外接电容的容量与振荡器工作频率有关，工作频率越高，电容容量越小。工作频率在几kHz到几十kHz时，往往需要外接10µF的泵电容。新型器件工作频率已提高到了几百kHz，个别的甚至到1MHz，其外接泵电容容量可降到1～0.22µF。若采用SOT-23封装的器件及贴片式电容，则整个电荷泵变换器的面积可做得很小。
(5)两种新型的四倍压器件
MAX662A是一种输入5V电压输出12V带稳压的电荷泵变换器，输出电流可达30mA，它用于闪速存储器编程电源（Flash Memory Programming Supply）。该器件实际上是经两次倍压（四倍压）后其经稳压后输出。
LTC1502是另一种工作原理与MAX662A相同的四倍压器件（它是LT公司1999年一季度推出的新产品）。该器件用一节可充电电池或一节碱性电池就可输出3.3V稳定的电压。另外，它最低的输入电压为0.9V，可充分利用电池的能量。输出电压精度为
3.3V±4%，输出电流为10mA。该器件静态电流仅为40µA，并有关闭电源控制，外围元件仅5个电容，若采用贴片式电容，整个电源面积小于0.125平方英寸。
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第五章 开关电源的电磁兼容与抗干扰问题研究
5.1开关电源设计中的电磁兼容
开关电源的供电是有电磁噪声的，随着科学技术的快速发展，电气和电子设备或系统的数量及种类不断增加，使得电磁环境日益复杂。在复杂的电磁环境中，各种设备或系统能否正常工作，成为一个迫切解决的问题。作为各种设备或系统的重要部分―开关电源，既是骚扰源，同时又是被干扰者，而大功率开关电源往往是骚扰源。各种开关电源在工作时，往往要产生一些有用或无用的电磁能量，这些产生的电磁能量会影响其他设备或系统的正常工作，这就是电磁骚扰[25][26]。电磁骚扰有可能使开关电源的工作性能下降，甚至使开关电源缩短其使用寿命，或根本无法正常工作。可见，电磁兼容性设计在开关电源中是非常重要的和不可缺少的关键环节。
在开关电源中，有多种干扰源，电磁兼容性设计的目的是使开关电源在预期的电磁环境中实现电磁兼容，其要求是使开关电源满足有关EMC标准的规定并具有如下两方面的能力：
(1)能在预期的电磁环境中正常工作，不会出现性能下降或故障；(2)对电磁环境无任何污染。5.1.1关于电磁兼容的几个重要概念
1、电磁环境（Electromagnetic Environment）
是指设备或系统在正常工作时，可能遇到的辐射或传导电磁发射电平在不同频率范围内功率和时间的分布。电磁环境有时也可以采用场强表示[25]。
2、电磁骚扰
电磁骚扰（Electromagnetic Disturbance）是指任何可能引起装置、设备或系统性能下降，或者对有生命或无生命物产生损害作用的电磁现象。电磁骚扰是客观存在的一种物理现象，其产生原因可能是外界因素，也可能是本身的变化[27]。
电磁骚扰根据其来源，可分为自然骚扰和人为骚扰两个大类。自然骚扰以其发生源不可控为特点，例如：电子噪声、天电噪声、地球外噪声、沉积静电等。人为骚扰是以其发生源可知并且可控为特点。例如：高频及微波设备、高压设备、开关设备、
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火花设备、核电磁脉冲等。
3、电磁干扰
电磁干扰（Electromagnetic Interference,简写为EMI）是指电磁骚扰引起的设备、传输通道或系统性能的下降。电磁干扰是电磁骚扰的后果，引起电磁干扰的可能是另一设备或系统的有用电磁信号，也可能是某种电磁噪声[25]。
4、电磁兼容性
电磁兼容性（Electromagnetic Compatibility，简写为EMC）是指器件、设备或系统在所处的电磁环境中能够正常工作，并不对其环境产生任何难以承受的电磁骚扰的能力[3]。按上述定义，电磁兼容性包含以下两方面的含义：
(1)设备或系统应具有抵抗给定电磁骚扰的能力。即它应不会受到处于同一电磁环境中的其他设备或系统发射的电磁骚扰而产生不允许的工作性能下降。
(2)设备或系统不产生超过规定限度的电磁骚扰。即它不会产生使处于同一电磁环境中的其他设备或系统出现超过规定限度的工作性能降低的电磁骚扰。
5.1.2电磁骚扰传播的一般途径
从干扰源把电磁能量传到干扰对象有两种方式：传导方式和辐射方式。从接收器的角度看，耦合可分为两类：传导耦合和辐射耦合。传导耦合又分为直接传导耦合、公共阻抗耦合和转移阻抗耦合，辐射耦合又分为场（天线）对天线耦合、场对电缆耦合和电缆对电缆的耦合。
在实际情况中，传导耦合和辐射耦合并不是截然不同的两种概念，而是它们之间可以相互转化。例如在金属传导线中传导的电流很大时，辐射也会很严重。
5.1.3开关电源的电磁兼容性设计
根据电磁骚扰的传播途径，开关电源的电磁兼容性设计包括：完善电路设计、接地设计、滤波设计、屏蔽设计[28]。
1、完善电路设计
所选择开关电源电路拓扑不宜产生过高的电压和过大的电流，以避免高电压电场干扰和大电流磁场干扰。在满足要求的情况下，放大器的频带尽量地窄，使其不易受到外界干扰。适当增加缓冲电路。印刷电路板设计时应注意以下几点：
(1)高、中、低速逻辑电路同时应用时，高速应设计在电路板的入口处（电路板
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边缘）；
(2)信号入口加RC去耦滤波，消除长线传输干扰效应；(3)电路中的电流环路应保持最小；(4)信号线和回线应尽可能接近；(5)使用较大的地平面以减小地线阻抗；(6)电源线和地线应相互接近；
(7)在设计多层电路板时，应把电源面和地平面分离开；(8)圆弧布线，不突变；(9)尽量缩短连线；
(10)应把模拟电路和数字电路分开，功率电路和控制电路分开。2、接地设计
接地是开关电源设备抑制电磁噪声的重要方法。接地的作用；
(1)提高系统工作的稳定性，若不与大地相接，易受地面电容的干扰；(2)泄放静电感应在机箱上的静电，避免高压放电；(3)操作安全。
不考虑安全接地，仅从电路参考点的角度考虑，接地可分为悬浮地、单点接地、多点接地和混合接地。
3、滤波设计
滤波是消除干扰经常采用的措施。在设计和选用滤波器时应注意以下几个问题：
(1)明确工作频率和所要抑制的干扰频率，如有两者非常接近，则需要应用频率特性非常陡峭的滤波器，才能把两种频率分开；
(2)保证滤波器在高压情况下能够可靠地工作；
(3)滤波器连续通以最大额定电流时，其温升要低，以保证在该额定电流连续工作时，不破坏滤波器中器件的工作性能；
(4)为使工作时的滤波器频率特性与设计值相符合，要求与它连接的信号源阻抗和负载阻抗的数值等于设计时的规定值；
(5)滤波器必须具有屏蔽结构，屏蔽箱盖和本体要有良好的电接触，滤波器的电容引线应尽量短，最好选用低引线短电感的穿心电容；
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(6)要有较高的工作可靠性，因为作防护电磁干扰用的滤波器，其故障往往比其他元件的故障更难找。
安装滤波器时应注意以下几点[29]：
(1)电源线路滤波器应安装在离设备电源入口尽量靠近的地方，不要让未经过滤波器的电源线在设备框内迂回；
(2)滤波器中的电容器引线应尽可能短，以免因引线感抗和容抗在较低频率上谐振；
(3)滤波器的接地导线上有很大的短路电流通过，会引起附加的电磁辐射，故应对滤波器元件本身进行良好的屏蔽和接地处理；
(4)滤波器的输入和输出线不能交叉，否则会因滤波器的输入―输出电容耦合通路引起串扰，从而降低滤波特性，通常的办法是输入和输出端之间加隔板或屏蔽层。
4、屏蔽设计
屏蔽有两个目的，一是限制内部辐射的电磁能量泄漏出该内部区域，二是防止外来的辐射干扰进入该内部区域。电磁屏蔽的作用原理是利用屏蔽体对电磁能流的反射、吸收和引导作用，而这些作用是与屏蔽结构表面上和屏蔽体内感生的电荷、电流与极化现象密切相关的[28]。屏蔽体的设计原则：
(1)首先确定电磁环境，包括电磁场的类型、场的强度、频率及屏蔽体至源的距离等；
(2)确定接收机的敏感度以及对屏蔽体的屏蔽要求；
(3)根据电磁屏蔽的要求及电磁场的性质，适当选择材料的电导率、磁导率和厚度；(4)在确定屏蔽材料之后，进行屏蔽结构的设计，对于电场屏蔽主要选择高电导率材料（如铜），对于磁场屏蔽，特别是低频磁场屏蔽；主要选择铁或其他高磁导率材料。若达不到要求，在允许的条件下，可以采用增大厚度的办法；
(5)如果单层屏蔽不能满足屏蔽要求，可用双层以上的屏蔽，以获得更好的屏蔽效果；
(6)当屏蔽室需要透明时，可采用金属网进行屏蔽，金属网屏蔽的效能显然比不上金属实壁屏蔽体，所以一般采用双层屏蔽的措施可达到预期效果；
(7)对于通风孔、探测器的开口屏蔽壳体、电缆进出口接插件等开口处均按特殊要
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求进行设计。
5.1.4开关电源电磁兼容性改善
解决开关电源内部电磁兼容性时，可以综合运用以下三种方法，以成本效益比及实施难易性为前提。
(1)减小干扰源产生干扰信号；(2)切断干扰信号传播途径；(3)增强受干扰体抗干扰能力。
对开关电源产生对外干扰，如电源线谐波电流、电源线传导干扰、电磁场辐射干扰等，只能用减小干扰源方法来解决[27]。可以增强输入、输出滤波电路设计，改善有源功率因数校正（APFC）电路性能，减小开关管及整流续流二极管电压电流变化率，采用各种软开关电路拓扑及控制方式等。
另外加强机壳屏蔽效果，改善机壳缝隙泄漏，并进行良好接处理。而对外部抗干扰能力，如浪涌、雷击应优化交流输入及直流输出端口防雷能力。通常，对1.2/50μs开路电压及8/20μs短路电流组合雷击波形，因能量较小，可采用氧化锌压敏电阻与气体放电管等组合方法来解决。静电放电，通常通信端口及控制端口小信号电路中，采用TVS管及相应接保护、加大小信号电路与机壳等电距离，或选用具有抗静电元件来解决。快速瞬变信号含有很宽频谱，很容易以共模方式传入控制电路内，采用防静电相同方法并减小共模电感分布电容、加强输入电路共模信号滤波（如加共模电容或插入损耗型铁氧体磁环等）来提高系统抗扰性能[30][31][32]。
减小开关电源内部干扰，实现其自身电磁兼容性，提高开关电源稳定性及可靠性，应从以下几个方面入手：注意数字电路与模拟电路PCB板布线正确分区、数字电路与模拟电路电源正确去耦；注意数字电路与模拟电路单点接、大电流电路与小电流特别是电流电压取样电路单点接以减小共阻干扰、减小环影响；在布线时应考虑相邻线间的间距及信号性质，避免产生串扰；减小线阻抗；减小高压大电流电路特别是变压器原边与开关管、电源滤波电容电路所包围面积；减小输出整流电路及续流二极管电路与直流滤波电路所包围面积；减小变压器漏电感、滤波电感分布电容；采用谐振频率高滤波电容器等。
要考虑各整流器间电磁耦合、整机线布置、交流输入中线、线及直流线、防雷线间正确关系、电磁兼容量级正确分配等[27]。开关电源对内、外干扰及抗干扰中共模信
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号与开关器件工作方式、散热器安装及整机PCB板与机壳连接有着相当复杂的关系，共模信号一定的条件下又可转化为差模信号。解决共模干扰最简单方法是解决好各电路单元及整机端口、机壳间的问题。整机屏蔽难以实施且成本较高，无可奈何情况下才采用该措施。
5.2实验结果
在相同的发光强度下，恒压式和恒流式直流电源使用设备的功率如表5-1所示：
表5-1恒压和恒流直流电源使用设备的功率
Tab.5-1 Constant voltage and constant current DC power supply used equipment
发光强度（LUX）
1000300050007000900011000
恒压直流电源恒流直流电源输出功率（W）输出功率（W）
2311.66749937512399148136.4170155.4
由于电源输出驱动LED灯发光，1颗LED灯的功率为1.5W，为了达到井下工作的最佳亮度值和正常工作功率，必须把多个LED灯串联或并联起来使用，但串联和并联时发光效率是不同的，经实验，LED灯串并联时发光效率如表5-2所示：
表5-2 LED灯串并联时发光效率
Tab.5-2 The efficiency of LED light emitting when the series-parallel
串联和并联灯个数
246810
串联发光效率
83%78%76.5%76%74.6%
并联发光效率
84.5%80.3%78%78%76.8
汽车前大灯和白光LED灯在模拟井下发光强度比较如表5-3所示：
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表5-3汽车前大灯和白光LED灯在模拟井下发光强度相同时功率比较
Tab.5-3 Car headlights and white LED lights in a simulated underground power compared with the same
luminous intensity
发光强度（LUX）发光功率（W）功率损耗效率
汽车前大灯
685518067.562.5%
LED灯685514443.370%
图5-1在电流恒定时发光强度与效率的关系曲线
Fig.5-1 The intensity and efficiency curve of current constant luminous
由实验知：使用44颗1.5W的LED灯，其中每22颗串联，再把2串并联，可达到与原来汽车前大灯相同的发光强度，与传统的电源相比，功率降低了。
另外，用白光LED灯取代汽车前大灯，由表5-3知，在相同的光照强度下，输出功率得到了提高。由于白光LED灯正常工作时需要恒定的电流，而基于恒压式的电源不能提供稳定的工作电流，所以灯光闪烁，不能正常工作。恒流式逆变电源克服了这一缺点。
5.3开关电源输出纹波的测量和抑制
5.3.1开关电源纹波的产生
我们最终的目的是要把输出纹波降低到各方面可以忍受的程度，达到这个目的最根本的解决方法就是要尽量避免纹波的产生，首先要清楚开关电源纹波的种类和产生
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原因。
随着SWITCH的开关，电感L中的电流也是在输出电流的有效值周围上下波动的。所以在输出端也会出现一个与SWITCH同频率的纹波，一般所说的纹波就是指这个。它与输出电容的容量和ESR有关系。这个纹波的频率与开关电源相同，为几十到几百
KHz[33][34][35]。
另外，SWITCH选用的原则是双极性晶体管或者MOSFET，不管选用哪种三极管，在其导通和截止的时候，都会有个上升时间和下降时间。这时候在电路中就会出现一个与SWITCH上升下降时间的频率相同或者奇数倍频的噪声，一般为几十兆赫兹。同样二极管D在反向恢复瞬间，其等效电路为电阻电容和电感的串联，会产生谐振，产生的噪声频率为几十兆赫兹。这两种噪声一般叫做高频噪声，幅值通常要比纹波大得多[34]。
图5-2 开关电源中的纹波和高频噪声
Fig.5-2 Switching power supply ripple and high frequency noise
5.3.2开关电源纹波的测量基本要求：
使用示波器AC端耦合，20MHz带宽限制，拔掉探头的地线[1]
(1)AC耦合是去掉叠加的直流电压，得到比较准确的波形。
(2)打开20MHz带宽限制是为了防止高频噪声的干扰，防止测出错误的结果。因为高频成分幅值较大，测量的时候应除去。
(3)拔掉示波器探头的接地夹，使用接地环测量，是为了减少干扰。很多部门没有接地环，如果误差允许也直接用探头的接地夹测量。但在判断是否合格时要考虑这个因素。
在测量高频噪声时，使用示波器的全通带，一般为几百兆到GHz级别。
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5.3.3开关电源纹波的抑制
开关电源输出之后，接LDO滤波，这是减少纹波和噪声最有效的方法，输出电压恒定，不需要改变原有的反馈系统，但也是成本最高，功耗最高的办法。
经过LDO之后，开关纹波一般在10mV以下。下图是LDO前后的纹波对比：
图5-3 LDO前后的纹波对比
Fig.5-2 LDO ripple before and after comparison
对比上图的曲线，可以看出对几百KHz的开关纹波，LDO的抑制效果非常好。但在高频范围内，该LDO的效果就不那么理想了。
对减小纹波，开关电源的PCB布线也非常关键，这是个很赫手的问题。
对于高频噪声，由于频率高幅值较大，后级滤波虽然有一定作用，但效果不明显。这方面有专门的研究，简单的做法是在二极管上并电容C或RC，或串联电感。表5-4为输入电压在400~650V波动时，输出电压的波动情况，表5-5是负载电流在
10~500mA变化时，输出电压的波动情况。温升是由于纹波电流产生的内部热损耗、周围元件接近效应和热设计共同作用的结果。
表5-4输入电压波动时，输出电压的实测值
Tab.5-4 Input voltage is fluctuations, the output voltage is measured输入电压VI输出电压V0
40023.8
45023.6
50024.0
55024.1
60024.1
65024.2
表5-5 负载变化时,输出电压的实测值Tab.5-5 Load changes,the output voltage measured
负载电流I（mA）输出电压V0
20023.925024.030023.935023.940024.045024.05.3.4 TL494芯片软启动实验结果
外接关断信号对输出级和软启动电路都起作用。当Shutdown上的信号为高电平
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时，PWM琐存器将立即动作，禁止TL494的输出，同时，软启动电容就将开始放电。如果该高电平持续，软启动电容将充分放电，直到关断信号结束时，才重新进入软启动过程。
图5-4 TL494通电2s的波形Fig.5-4 TL494 power waveform 2s
图5-5 TL494通电5s的波形Fig.5-5 TL494 power waveform 5s
5.4恒流源电路实验结果
由MIC5158作为控制器的简单电路如下图所示。该电路的输出电流主要取决于
MIC5158内部的35mv基准点压源于外加限流Rs，关系式为：Iout=35mv/RS，该电路能承受相对差的输入精度，这是因为它对35mv的门限无法进行外部修整，R1和R2的作用只能把输出电压篏到最大值。
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5vRSC20.1u765432C2+C2-VcpGNDFLAGFD/5VC1+C1-VddIC18910111213C10.1uIRZ44GDS1EAMIC5158EN14R1100kR210k图5-6 恒流源电路原理图Fig.5-6 The diagram of constant current source circuit图5-7恒流源电路PCB图Fig.5-7 The diagram of constant current source circuit PCB69
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第六章 总结与展望
6.1 总结
本论文是针对煤矿井下的照明系统而开发的设备，期间，电路经过了多次的设计和调试及在实验室的模拟实验和煤矿井下的试验，基本达到了预期的目的。在这个过程中，通过导师的指导和本人的努力，我学到了许多硬件电路原理、设计和调试方面的知识。在实验过程中也对数字电源有了更进一步的认识。
与传统的线性相比，本课题设计的系统具有很多的优点，尤其是在煤矿井下这样恶劣的环境下运行设备，基于恒流源式的数字开关电源使其工作更稳定、电源的使用寿命得到了延长，降低了输出功率，提高了工作效率。除此之外，其优点如下：
1、功耗小。由于开关管功率损耗小，因而不需要采用大散热器来降低数字开关电源周围的温度。功耗小使得电子设备内温升也很低，周围元件不会因长期工作在高温环境下而损坏，这有利于提高整个电子设备的可靠性和稳定性。
2、稳压范围宽。当开关稳压电源输入的交流电压在150~250V范围内变化时，都能达到很好的稳压效果，输出电压的变化也在2％以下。而且在输入电压发生变化时，始终能保持稳压电路的高效率，因此，开关稳压电源能适用于电网电压波动比较大的地区。
3、体积小、重量轻。开关稳压电源可将电网输入的交流电压直接整流，再通过高频变压器获得各种不同交流电压，这样就可免去笨重的工频变压器，从而节省了大量的漆包线和硅钢片，使电源体积缩小、重量也减轻。
然而，在实验数据处理过程中发现，数字开关电源输出纹波比线性电源差很多，首先是其精度远远达不到线性电源的精度。开关电源纹波噪声一般在20~200mV的PP值（这只是普通示波器测的，实际值要比这高出3倍以上）电池的纹波噪声是趋于零的（除非有接触不良等现象）可以用电池直接解决电源噪声问题，如果想采用开关电源又对电源噪声敏感，最有效的方法就是加LC滤波电路。
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6.2 展望
煤矿井下开关电源系统是一个庞大、复杂的问题，所涉及的知识十分广泛。由于本系统是在实验室搭建的，是对实际情况的模拟，因此在工程中还有许多情况没有考虑周到。本文所做的工作也只是将这一复杂而庞大的课题研究工作向前推进了一步，还有许多问题有待于作进一步研究。今后，矿用数字开关电源系统的开发及其应用研究还可以从以下几个方面考虑：
1、随着工作的深入和对煤矿井下环境的进一步认识，电源的输入方式可以设计成为两路输出。
2、除了对已有成果进一步研究外，还需要研究一些新的模拟电路设计方法和其他领域的新方法和新理论，并将它们应用到矿用开关电源的设计中，进一步提高其稳定性。
3、集成化方向发展将是未来的主要发展趋势，电源的功率密度将越来越大，对工艺制作的要求也会越来越高。技术创新的重点将集中在如何提高效率和减小重量这两个方面。
4、数字控制集成电路的应用也是将来开关电源发展的一个方向，可以考虑应用于煤矿井下开关电源的设计。这依赖于DSP运行速度和抗干扰技术的不断提高。
5、由于逆变电路中会产生高频电压，对周围设备有一定的干扰。因此需要良好的屏蔽和接地的解决方法。
在数字开关电源中，功率调整开关晶体管V工作在开关状态，它产生的交流电压和电流通过电路中的其他元器件产生尖峰干扰和谐振干扰，这些干扰如果不采取一定的措施进行抑制、消除和屏蔽，就会严重地影响整机的正常工作，甚至会缩短整机的寿命。
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附录一：开关电源整机原理图
D2'R39R40R6J1R411compVFBVref8D2'C7+C8234R7Vcc76C9主电路Isensert/ctUC2842outputR43MTP3N1200528C10GND5C41C42R42R44限流保护电路C24GNDR34D'D11R35D12C6R1+R32B2/1T1RTNTC 5D-9Q1+C34+C35+C36+C37+C38+C39C11uf/250--275vfuse2C3E222ML1C7C8D'LEDC2R5R2C4E222MD13R4J4J5J6Q2+C5R33B2/1C32D14GNDC11GNDR20+C16D7+C14R26GNDR841413R1516R10C14'12vcc11C28C1C15+R17Q38050DTime5Vrefopctl+IN2+C17GNDQ480501PCAKCE43213R16R19TL4943feedbackE210R11KA43122R25R23R24C222-IN1+IN1CrRrGNDC21E19B2/3R30KG15-IN2GNDAR31C20R21R28C18R27R29Q58050D5Q68050D6GND主电路输出24v缓冲电路由四个三极管组成C41102R221567D4GNDGND74
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附录二：开关电源中的数字化保护电路
R39R40D2'R6J1R411compVrefVFBVcc8D2''C7+C8234R776R43C9IsenseUC2842outputMTP3N120C100528rt/ctGND5C41C42R42R44GND75
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附录三：开关电源整机PCB图
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太原理工大学硕士研究生学位论文
致 谢
本文是在太原理工大学测控技术研究所马福昌教授和马珺副教授两位导师的亲切关怀下完成的，他们在论文选题、研究方法乃至细节均给予了悉心的指导，作者首先在此表示诚挚的感谢！两位导师学识渊博，严谨治学，正直乐观，诲人不倦，从中我学到了许多宝贵的东西，可谓受益匪浅!
本文还得到太原理工大学测控技术研究所张英梅教授、胡彧教授、秦建敏教授、乔铁柱副教授、张建国老师，太原理工大学机电厂姚宪华厂长和郝俊青老师以及我的同学侯锦锋、霍永涛、郝亮亮、库亚晓、马慧娟、王立炜、胡欣宇、元江博等多方面的指导与帮助，在此一并向他们表示由衷的感谢!
在研究生学习和做论文期间，太原理工大学机电厂提供了必要的学习条件和实验设备，衷心地感谢单位领导、和有关师傅给予的大力支持!
学习期间，家人做出了莫大的牺牲，也给予我极大的支持与鼓励，谨向他们表示深深的谢意!
最后，感谢在百忙之中评阅本论文的各位专家！
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太原理工大学硕士研究生学位论文
攻读硕士学位期间发表的论文和科研成果
马福昌，程旭，马珺. 新型矿用直流开关电源[J]. 煤矿机械，已录用.
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新型矿用直流开关电源系统研究
作者：
学位授予单位：
程旭
太原理工大学
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